使用高压门极驱动芯片
AN-1101_SCALE-2门极驱动核的应用指南_2013_09_20_CN
浅析IGBT门级驱动精选全文完整版
可编辑修改精选全文完整版浅析IGBT门级驱动绝缘栅双极晶体管IGBT是第三代电力电子器件，安全工作，它集功率晶体管GTR和功率场效应管MOSFET的优点于一身，具有易于驱动、峰值电流容量大、自关断、开关频率高(10-40 kHz)的特点，是目前发展最为迅速的新一代电力电子器件。
广泛应用于小体积、高效率的变频电源、电机调速、UPS及逆变焊机当中。
IGBT的驱动和保护是其应用中的关键技术,故作为重点介绍给同学们。
1 IGBT门极驱动要求1.1 栅极驱动电压因IGBT栅极-发射极阻抗大，故可使用MOSFET驱动技术进行驱动，但IGBT 的输入电容较MOSFET大，所以IGBT的驱动偏压应比MOSFET驱动所需偏压强。
图1是一个典型的例子。
在+20℃情况下，实测60 A，1200 V以下的IGBT开通电压阀值为5～6 V，在实际使用时，为获得最小导通压降，应选取Uge≥(1.5～3)Uge(th)，当Uge增加时，导通时集射电压Uce将减小，开通损耗随之减小，但在负载短路过程中Uge增加，集电极电流Ic也将随之增加，使得IGBT能承受短路损坏的脉宽变窄，因此Uge选择不应太大，这足以使IGBT完全饱和，同时也限制了短路电流及其所带来的应力(在具有短路工作过程的设备中，如在电机中使用IGBT时，+Uge在满足要求的情况下尽量选取最小值，以提高其耐短路能力)。
1.2 对电源的要求对于全桥或半桥电路来说，上下管的驱动电源要相互隔离，由于IGBT是电压控制器件，所需要的驱动功率很小，主要是对其内部几百至几千皮法的输入电容的充放电，要求能提供较大的瞬时电流，要使IGBT迅速关断，应尽量减小电源的内阻，并且为防止IGBT关断时产生的du/dt误使IGBT导通，应加上一个-5 V 的关栅电压，以确保其完全可靠的关断(过大的反向电压会造成IGBT栅射反向击穿，一般为-2～-10 V之间)。
1.3 对驱动波形的要求从减小损耗角度讲，门极驱动电压脉冲的上升沿和下降沿要尽量陡峭，前沿很陡的门极电压使IGBT快速开通，达到饱和的时间很短，因此可以降低开通损耗，同理，在IGBT关断时，陡峭的下降沿可以缩短关断时间，从而减小了关断损耗，发热量降低。
mosfet driver 驱动芯片工作原理
Mosfet Driver驱动芯片工作原理
MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）驱动芯片的工作原理是通过控制输入信号来控制输出信号的大小和方向，从而实现对MOSFET的控制。
MOSFET驱动芯片的输入端通常由一个输入电容和一个输入电阻组成，输入电容的作用是限制输入信号的频率，防止高频信号引起芯片的损坏。
输入电阻则是用来控制输入信号的大小和稳定性。
输入信号经过输入电容和平滑电阻后，被送到一个比较器中进行比较。
比较器中的两个输入端分别连接着输入信号和基准电压，当输入信号的电压与基准电压相等时，比较器输出一个高电平信号，表示输入信号为零。
当输入信号的电压超过基准电压时，比较器输出一个低电平信号，表示输入信号为正。
当输入信号的电压低于基准电压时，比较器输出一个高电平信号，表示输入信号为负。
比较器输出的信号经过一个驱动电路，驱动电路中的晶体管被控制在导通状态或截止状态之间，从而控制输出信号的大小和方向。
当驱动电路中的晶体管处于导通状态时，输出信号为高电平；当晶体管处于截止状态时，输出信号为低电平。
MOSFET驱动芯片的输出端连接着MOSFET，当输出信
号为高电平时，MOSFET导通；当输出信号为低电平时，MOSFET截止。
通过控制输入信号的大小和方向，可以控制MOSFET的导通和截止，从而实现对负载电路的控制。
IGBT模块驱动技术及应用
二、IGBT驱动与保护
驱动线
IGBT驱动线在设计过程中，尽量设计短，并双绞。
二、IGBT驱动与保护
结温
高结温将有助于减少在高杂散电感条件下的震荡
二、IGBT驱动与保护
二、IGBT驱动与保护
Vce尖峰
Vce尖峰电压由IGBT关断过程中杂散电感及二极管反向恢复产生。
L=85nH
L=185nH
衡IGBT的通态损耗和开关损耗。
一、IGBT基本原理
（2）非穿通（NPT）型IGBT
与PT型IGBT不同，NPT型IGBT以掺杂的N-
栅极
发射极
基区为衬底，P掺杂发射区设计的很薄，没有
PT型IGBT的N型缓冲区，这样在阻断状态，电
场只在N型衬底内存在。因为电场不再“穿
通”N型衬底，因此被称为“非穿通”型IGBT。
针对感性负载，为了防止过压，IGBT需要
并联一个续流二极管给电流提供续流回路。RC
N+
P
IGBT并不是简单的在外部并联一个半导体二极
管，而是在半导体内部实现了一个二极管，主
N-基区
（衬底）
要用于谐振电路、硬开关电路中。
N场终止层
P
N
集电极
P
一、IGBT基本原理
英飞凌IGBT
二、IGBT驱动与保护
IGBT模块驱动技术及应用
一、IGBT基本原理
目
录
二、IGBT驱动与保护
三、双脉冲测试
四、安全工作区
一、IGBT基本原理
1. IGBT基本介绍
IGBT（InsulatedGateBipolarTransistor）绝缘栅双极型晶体管
IGBT之父:Jayant Baliga(贾杨.巴利加)教授（20世纪80年代发明）
led高压芯片 原理
LED高压芯片，通常是指那些设计用于直接连接到较高电压（例如交流110V或220V）电源的发光二极管芯片。
这类芯片内部集成有复杂的电路结构来适应高压环境下的工作要求。
在传统低压LED芯片中，需要额外的驱动器将高电压转换为适合LED工作的低电压恒流源。
而高压LED 芯片通过集成的多串并联单元和保护电路，能够在不需外置电源转换模块的情况下，直接接受较高的输入电压，并将其转化为多个串联LED所需的较低电压，同时维持恒定电流以确保LED正常、高效、安全地工作。
具体原理可简述如下：
1. 内置串联结构：
高压LED芯片内部可能包含多个基本LED单元串联而成，每个单元可以承受相对较低的工作电压，多个串联后能够分摊外部高压。
2. 稳压与限流功能：
芯片内部集成了控制电路，能根据输入电压自动调
整各个串联单元的电流分配，保证在不同输入电压下都能提供合适的驱动电流，避免过电流导致LED损坏。
3. 抗浪涌保护：
为了应对电源波动或者启动瞬间可能出现的高电压冲击，高压LED芯片可能会配备保护机制，如齐纳二极管等元件，以限制进入芯片内部的电压不超过其承受范围。
4. 效率优化：
高压LED芯片设计时还会考虑到散热及功率因数校正（PFC），以提高整体系统的电光转换效率和能源利用率。
综上所述，高压LED芯片是通过整合传统LED单元和复杂控制电路的方式，简化了照明系统的设计，降低了成本，提高了可靠性。
GTO驱动电路
门极可关断晶闸管GTO驱动电路1、电力电子器件驱动电路简介电力电子器件的驱动电路就是指主电路与控制电路之间的接口,可使电力电子器件工作在较理想的开关状态,缩短开关时间,减小开关损耗,对装置的运行效率、可靠性与安全性都有重要的意义。
一些保护措施也往往设在驱动电路中,或通过驱动电路实现。
驱动电路的基本任务:按控制目标的要求施加开通或关断的信号;对半控型器件只需提供开通控制信号;对全控型器件则既要提供开通控制信号;又要提供关断控制信号。
门极可关断晶闸管简称GTO, 就是一种通过门极来控制器件导通与关断的电力半导体器件,它的容量仅次于普通晶闸管,它应用的关键技术之一就是其门极驱动电路的设计。
门极驱动电路设计不好,常常造成GTO晶闸管的损坏,而门极关断技术应特别予以重视。
门极可关断晶闸管GTO的电压、电流容量较大,与普通晶闸管接近,因而在兆瓦级以上的大功率场合仍有较多的应用。
2、GTO驱动电路的设计要求由于GTO就是电流驱动型,所以它的开关频率不高。
GTO驱动电路通常包括开通驱动电路、关断驱动电路与门极反偏电路三部分,可分为脉冲变压器耦合式与直接耦合式两种类型。
用理想的门极驱动电流去控制GTO 的开通与关断过程, 以提高开关速度,减少开关损耗。
GTO要求有正值的门极脉冲电流,触发其开通;但在关断时,要求很大幅度的负脉冲电流使其关断。
因此全控器件GTO的驱动器比半控型SCR复杂。
门极电路的设计不但关系到元件的可靠导通与关断, 而且直接影响到元件的开关时间、开关损耗, 工作频率、最大重复可控阳极电流等一系列重要指标。
门极电路包括门极开通电路与门极关断电路。
GTO对门极开通电路的要求:GTO的掣住电流比普通晶闸管大得多, 因此在感性负载的情况下, 脉冲宽度要大大加宽。
此外, 普通晶闸管的通态压降比较小, 当其一旦被触发导通后, 触发电流可以完全取消, 但对于GTO, 即使就是阻性负载, 为了降低其通态压降, 门极通常仍需保持一定的正向电流, 因此, 门极电路的功耗比普通品闸管的触发电路要大的多。
IR2132
IR2132驱动器及其在三相逆变器中的应用作者：白向东来源：《现代电子技术》2010年第13期摘要:提出了IR2132驱动器在三相逆变器中的应用。
采用数字信号处理器对电源系统进行全数字控制,通过改变PWM波形的脉冲宽度和调制周期可以达到调压和变频的目的。
采用功率MOSFET和IGBT专用驱动芯片IR2132驱动三相桥式逆变电路。
介绍了IR2132驱动电路的特点、内部结构、工作原理和基于IR2132构成的三相逆变电路结构,并提出了一种新型实用的预制相位PWM数字控制方案,取代了传统的模拟驱动电路和模块化桥臂电路设计,降低了开发成本,并融合了多元化的保护功能使逆变电源系统的驱动电路变得简单可靠。
关键词:逆变器; IGBT; SPWM; 功率开关中图分类号:TM13 文献标识码:B文章编号:1004-373X(2010)13-0051-03IR2132 Drive and Its Application in Three-phase InverterBAI Xiang-dong(Shnxi of Electronic Technology Research Institute, Xi’an 710004, China)Abstract: The application of IR2132 drives in three-phase inverters is proposed, in which the fully digital control over the power supply systems is performed by digital signal processors, the variation of the voltage and frequency is achieved by changing the pulse width of PWM waveform and modulation period, and the three-phase bridge inverter circuit is drived by the aid of power MOSFET and IGBT dedicated driving chip IR2132. The IR2132 drive circuit characteristics, internal structure, working principle and the three-phase inverter circuit structure based on IR2132 are introduced. A new scheme of practical pre-phase PWM digital control is proposed, which replaces the traditional analog drive circuit and the modularization bridge arm circuit, reduces the development cost, and makes the drive circuits of inverting power-supply systems with the incorporation of diversification protection functions simple and reliable.Keywords: inverter; IGBT; SPWM; power switch0 引言逆变器已广泛用于交流电气传动、UPS等许多技术领域中,其主电路开关器件常采用IGBT 或等全控型器件,该类器件的开关动作需要靠独立的驱动电路来实现,并要求驱动电路的供电电源彼此隔离(如单相桥式逆变主电路需3组独立电源,三相桥式逆变主电路需4组独立电源)[1-2],这无疑增加辅助电源的设计困难和成本,同时也使驱动电路变得复杂,降低了逆变器的可靠性。
AN-6076高压栅极驱动 IC 自举电路的设计与应用指南
DBOOT
VDC INPUT
IN VB CBOOT Q1 B RGATE LS1 GND VS C LS2
GND
HVIC
VDD
RBOOT DBOOT
HO
A
CDRV
iLOAD C iFree COUT
VB
RG1
VOUT
- VS
DHO
CBOOT Ls1
Q1 High Side OFF
VDC
t -VS
Freewheeling
VB
UVLO PULSE GENERATOR Shoot-through current compensated gate driver
IN
NOISE CANCELLER
R S
R Q
HO
VS
图 1. 高端驱动集成电路的电平转换器
2.2 自举式驱动电路工作原理
自举式电路在高电压栅极驱动电路中是很有用的，其工 作原理如下。 当 VS 降低到 IC 电源电压 VDD 或下拉至地 时 （低端开关导通，高端开关关断） ，电源 VDD 通过自 举电阻， RBOOT，和自举二极管， DBOOT，对自举电容 CBOOT，进行充电，如图 2 所示。当 VS 被高端开关上拉 到一个较高电压时，由 VBS 对该自举电容充电，此时， VBS 电源浮动，自举二极管处于反向偏置，轨电压 （低 端开关关断，高端开关导通）和 IC 电源电压 VDD，被隔 离开。
DC SUPPLY
2.4 VS 引脚产生负电压的原因
如图 5 所示，低端续流二极管的前向偏置是已知的将 VS 下低到 COM( 地 ) 以下的原因之一。 主要问题出现在整流器换向期间，仅仅在续流二极管开 始箝压之前。 在这种情况下， 电感 LS1 和 LS2 会将 VS 压低到 COM 以 下，甚至如上所述的位置或正常稳态。 该负电压的放大倍数正比于寄生电感和开关器件的关断 速度， di/dt ；它由栅极驱动电阻， RGATE 和开关器件的 输入电容， Ciss 决定。 Cgs 与 Cgd 的和，称为密勒电容。
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设计指南使用高压门极驱动芯片目录简介 (1)自举电路 (2)自举电容选择 (2)考虑自举电路 (3)门极电阻 (4)门极开通电阻选取 (5)开关时间 (5)输出电压 斜率 (6)门极关断电阻选取 (6)寄生参数影响 (7)COM 低于G round (Vss-COM) (8)VS 低于 Ground (Vs-COM/VSS) (11)Vs 和V out间电阻 (11)Vs所需钳位二极管 (13)PCB布板指南 (14)高低电压间距 (14)铺地 (14)门极驱动回路 (14)供电电容 (15)走线和元件布放实例 (15)简介本文主要目的是祥述在应用高压门极驱动芯片驱动半桥时所可能遇到的最常见的问题及对策，应用实例是电机驱动。
下面的章节介绍：元件选取，如自举电路和门极开通、关断电阻等;半桥电路中的寄生元件及其影响，推荐了一些可能的解决方案。
最后介绍了布线指南。
所有的推荐方案，除非特别指出，都是针对IR典型的自举供电式门极驱动芯片的。
自举电路自举供电由一个二极管和一个电容组成，连接如图 1.图 1: 自举供电示意图这种方案的优势是简单且成本低，但是在占空比和导通时间方面会有局限，因为要求对自举电容反复充电放电。
正确的电容选择可以很大程度减小这种局限。
自举电容选择选择自举电容, 首先要计算在上管导通时的最小电压降 (ΔV BS )。
若V GEmin 是维持上管开通的最低门极电压，那么BS 的压降应该满足以下条件:CEonGE F CC BS V V V V V −−−≤∆min 在此条件下:−>BSUV GE V V min V CC 芯片供电电压， V F 是自举二极管正向导通压降, V CEon 下管导通电压，V BSUV- 高端供电门限。
如下我们考虑使得V BS 下降的因素:−IGBT 开启所需门极电荷 (Q G );−IGBT 栅源漏电流 (I LK_GE );−浮动静态电流 (I QBS );−浮动漏电流 (I LK )−自举二极管漏电流 (I LK_diode );−自举二极管前向导通时的压降(I DS- )−内部高压切换所需电荷 (Q LS );−自举电容漏电流 (I LK_CAP );−上管导通时间(T HON ).bootstrap diodebootstrap resistor motorV CCI LK_CAP 仅在使用电解电容时出现，而在使用其他类型电容时可以忽略.强烈推荐至少使用一个低ESR 的陶瓷电容 (电解电容和陶瓷电容并联是很有效的方案).那么:HONDS CAP LK DIODE LK LK QBS GE LK LS G TOT T I I I I I I Q Q Q ⋅+++++++=−)(___自举电容最小容值是:BSTOT BOOT V Q C ∆=min 实例如下:a)使用25A @ 125C IGBT (IRGP30B120KD)和半桥驱动芯片(IR2214):•I QBS = 800 µA (数据表 IR2214);•I LK = 50 µA (数据表 IR2214);•Q LS = 20 nC;•Q G = 160 nC (数据表 IRGP30B120KD);•I LK_GE = 100 nA (数据表 IRGP30B120KD);•I LK_DIODE = 100 µA (反向恢复时间<100 ns);•I LK_CAP = 0(陶瓷电容忽略此项);•I DS- = 150 µA (数据表 IR2214);•T HON = 100 µs.And:•V CC = 15 V •V F = 1 V•V CEonmax = 3.1 V •V GEmin = 10.5 V 最大电压压降 ΔV BS 是V V V V V V V V V V CEon GE F CC BS 4.01.35.10115min =−−−=−−−≤∆自举电容容值满足以下条件:nFVnCC BOOT 7254.0290=≥注释:1.以上V CC 选取为15V. 一些IGBT 需要更高的供电，那么就调整公式中的Vcc.2.这种自举电容的选取没有考虑占空比或选取没有考虑PWM 占空比或电流频率.仅仅考虑了上管浮动开通一次时所需要的门极电荷.若考虑了PWM 占空比, 自举电路选取时PWM 调制模式(6步，12步, 正弦波) 须加以考虑.考虑自举电路a.电压 纹波三种情况可能发生在自举电容充电的过程中 (见图 1):∙I LOAD < 0; 负载电流从下管流过，饱和压降为V CEonCEonF CC BS V V V V −−=这种情况下V BS 最低. 这代表自举电容选取最糟的情况. 当IGBT 关断时Vs 点被负载电流抬高，直到上管寄生二极管再次导通。
∙I LOAD = 0; 下管未开通，V CE 可忽略FCC BS V V V −=∙I LOAD > 0; 负载电流从寄生二极管流过FPF CC BS V V V V +−=这种情况有最高的V BS .为减小欠压电压的风险, 自举电容应该按照I LOAD <0的情况选取.b.自举电阻电阻 (R boot )和自举二极管串联 (见图1)以限制自举电容刚开始充电时的电流.自举电阻的选取严格和V BS 的时间常数相关.给自举电容充电的最小开通时间必须被考虑.c.自举电容对于高T HON ，会使用坦电解电容电容, 它的ESR 必须纳入考虑. 此寄生电阻和R boot 形成分压关系，使第一次给 V BS 充电时产生电压阶跃. 电压阶跃和相应的速度(dV BS /dt) 必须加以限制.作为通常的准则, ESR 必须遵循以下公式:VV R ESR ESRCC BOOT3≤⋅+低ESR 的陶瓷电容和电解电容并联通常是最好的折衷, 陶瓷电容的作用是利用它的低ESR 来限制第一次充电时的电压阶跃，即限制dV BS /dt, 而坦电容的容值来减小V BS 电压变化ΔV BS .d.自举二极管此二极管的反向耐压必须大于直流母线电压，并且反向恢复时间要够快 (trr < 100 ns)来减少在该时间内从自举电容向V CC 放掉的电荷.门极电阻被驱动管的开关速度由门极选取的电阻决定，该电阻控制门极开通和关断电流.以下部分介绍选取门极电阻的一些基本准则，总的门极电阻还包含芯片内部 的电阻 (R DRp 和R DRn 分别对应内部驱动的P 管和N 管).例子使用IGBT 作为功率开关. 图 2为各种符号的定义。
另外，V ge * 指平台电压电压, Q gc 和 Q ge 分别指开通IGBT 过程中，门极到集电极和门极到发射极所需电荷.图 2: 符号定义门极开通电阻选取选取门极电阻，用于控制开关时间或dV/dt.以下分别介绍。
开关时间在以下的讨论中, 开关时间 t sw 定义为从一开始到平台电压结束的时间 (包括送到IGBT 门极的开关总电荷Q gc + Q ge ). 为获得所需的开关时间，门极电阻的选取根据以下公式，由Q ge , Q gc , Vcc , V ge * 等因素决定(见图 3):swgegc avg t Q Q I +=及avggeTOT I V Vcc R *−=这里Gon DRp TOT R R R +=, R Gon = 门极开通电阻 , R DRp =驱动等效导通电阻 (从门极驱动数据表查阅)V ge *图 3: R Gon 选取表 1所示为使用两个常见的IGBT,数据表典型值，并假设Vcc=15V 时得到的门极电阻值输出电压 斜率门极开通电阻 R Gon 能用于控制输出电压斜率(dV OUT /dt).因为输出电压斜率变化是非线性的,最大输出电压斜率是以下公式:RESoffavg out C I dt dV =代入 I avg 并整理公式:dtdV C V Vcc R outRESoff geTOT⋅−=*作为例子, 表 2 所示为为获得dV out /dt=5V/ns 所选取的门极电阻，使用两个常见的IGBT,数据表典型值，并假设Vcc=15V .门极关断电阻选取选取R Goff 要考虑的最糟的情况是当IGBT 关断的时候被迫误导通的情况。
在这种情况下,下管已经关断，上管在开通过程中，因为在 C RESoff 两端的电压变化dV/dt 产生的电流流入 R Goff 和 R DRn (见图 4)1导致下管门极电位抬高.若下管门极电压超过了IGBT 的开启门极电压，它就会开通，因为这时上管亦开通，这就导致了直通。
1假设门极电压在dV/dt 变化时保持固定. C IES 比C RES 大两个数量级),ON图 4: R Goff 选取: 下管关断上管开通过程中电流的流向以下介绍如何选取门极关断电阻防止上（下）管开通时导致的下（上）管IGBT 的误导通 (见图 4).其他可能出现的dV/dt 也必须纳入考虑. 一个例子是由电机长引线耦合引起的dV/dt (高频尖刺).因此，门极关断电阻必须针对最糟的情况正确的选取。
以下是为防止下管误导通IGBT 门极门限电压需满足的公式：()()dtdV C R R I R R V out RESoffDRn Goff DRn Goff th ⋅+=⋅+≥整理为:DRnRESoffth Goff R dtdV C V R −⋅≤举个实例, 表 3 所示为对于两种典型的IGBT ，根据上式计算出的 R Goff （假设可耐受dV out /dt = 5V/ns ）.注释: 以上是理论的门极电阻选取计算方法. 实际中，选取电阻时，须考虑更准确的器件模型和由PCB 和布线连接引起的寄生参数。
选取门极电阻还需遵循功耗的限制，此处暂不讨论。
寄生参数影响图 5中所示为电机驱动的一相。
介绍一些驱动中的功率级特性。
图 5:功率级的寄生参数为了正确的功率驱动，了解杂散电感的效果非常重要。
在通常的情况下，由电流突变引起的快速电压变化有可能影响到门极驱动的性能。
因为上下管的输入信号都参考于同一个地，避免板上的铺地和地的走线接近板上的开关部分是很重要的. 这种方案减小了驱动开关耦合的噪声. 此外建议在ground脚和板上所有门极驱动的ground间使用星形接法(见后文布板指南).COM 低于Ground (Vss-COM)下管的关断造成了COM低于Vss的情况. 图 6 所示为半桥应用中下管附近一些杂散参数(为完整，电流传感电阻也纳入简图).图 6:下管关断时相关的寄生参数分析在下管流过负载电流时关断下管的情况（图6中，实线为负载电流，虚线为门极关断IGBT 时流出的电流）. 在关断过程中，流过寄生杂散电感 (L DC-) 的电流迅速变化，导致COM 电压低于ground. 电压计算公式如下: dtdI L V DC dc L DC L−−⋅=−.此公式说明COM 的负过冲大小和杂散电感大小及其电流变化率有关。