图腾柱式无桥零纹波交错并联Boost功率因数校正器

图腾柱式无桥零纹波交错并联Boost功率因数校正器王议锋;徐殿国;徐博;王斌泽;杨潮晖;张相军【摘要】提出一种图腾柱式无桥零纹波交错并联Boost功率因数校正器（Power Factor Correction,PFC）,解决了低压大电流输入场合下的Boost PFC效率和功率密度偏低的问题。

此拓扑结合了无桥和交错并联技术,降低了输入整流桥、功率开关器件及Boost电感的损耗,消除了传统Boost PFC所存在的局部过热点,提高了变换器效率,适用于低压、大电流应用场合;结合了交错并联和零纹波技术,改善了变换器电磁兼容（Electromagnetic Compatibility,EMC）特性,减小了输入、输出滤波电感和电容体积,提高了变换器效率和功率密度。

本文详细阐述了此变换器的工作原理及其参数设计过程,并通过一台基于DSP控制的1kW样机进行了实验验证。

%In order to improve the efficiency and power density of the low-voltage high-current input Boost PFC,a novel interleaved totem-pole bridgeless zero-ripple boost rectifier for power factor correction（PFC）is proposed in this paper.With the combination of the bridgeless and the interleaving technologies,the losses of input rectifier bridge,the power switching devices and the boost inductor are reduced,and the partial over heating points of traditional Boost PFC are eliminated,and the efficiency of the Boost PFC converter is improved,so that it is more suitable for the low-voltage high-current applications.With the combination of the interleaving and the zero-ripple technologies,the electromagnetic interference（EMI）characteristics of the converter are improved,and the size of input and output filter inductors and capacitors are reduced.Thus the converter efficiency and the power density are higher.The principle of the operationand the parameters calculations are described in detail.A 1kW prototype converter was implemented in the laboratory based on DSP,and the tested result verifies the analysis.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2011(026)009【总页数】8页(P175-182)【关键词】功率因数校正;零纹波;交错并联;无桥;数字控制【作者】王议锋;徐殿国;徐博;王斌泽;杨潮晖;张相军【作者单位】哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院,哈尔滨150001;哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院,哈尔滨150001;哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院,哈尔滨150001;哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院,哈尔滨150001;中国航天科工集团第三研究院第三总体设计部,北京100074;哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院,哈尔滨150001【正文语种】中文【中图分类】TM461 引言Boost PFC因其结构简单，成本较低被广泛地使用[1-2]。

传统Boost PFC电路在低压大电流应用场合存在整流桥及开关器件发热严重、电感体积急剧增加、变换器效率和功率密度严重下降等问题[3-4]。

从而促使近年来基于Boost变换器的软开关技术和新拓扑不断出现[5-14]。

交错并联技术具有减小输入、输出电流纹波；减小Boost电感和输出电容的标称值及体积；降低开关管电流应力，提高变换器效率和功率密度等优点[8-9]。

但是在应用于低电压大电流输入的场合时，输入整流桥的损耗将急剧增大，阻碍了系统效率和功率密度的进一步提升[10]。

为了减小输入整流桥损耗，研究人员提出了无桥Boost PFC拓扑[11-12]。

通过减少整流二极管数量来提高变换器效率[13]。

但由于受到半导体器件特性、复杂的控制电路以及严重的电磁干扰（Electromagnetic-Interference，EMI）等因素的限制，其应用仍然处于探索阶段[9]。

大功率Boost PFC均需配备2级甚至3级EMI滤波器。

导致其功率密度大幅度下降。

文献[14]利用耦合电感和隔直电容将高频电流旁路，从而消除输入电流的纹波；文献[15]则利用并联在Boost电感和输出二极管两端的电容来提供高频电流通路。

两种拓扑均可以消除（或削弱）输入电流的高频纹波，从而取消（或减少）EMI滤波器，可以进一步提高变换器效率和功率密度。

结合上述各种新技术的优点，提出了一种低压、大电流场合适用的图腾柱式零纹波无桥交错并联Boost PFC变换器。

本文首先详细分析该变换器的工作原理及过程，然后讨论具体参数的计算和选取过程，最后通过一台1kW的原理样机验证理论分析的正确性。

2 工作原理2.1 系统分析如图1所示，该电路由Q1、Q2和Q3、Q4分别组成输入电压正负半周的交错并联模块。

而L1和C1组成输入零纹波电路。

L2和L3为Boost电感。

VD1和VD2为普通的整流二极管。

以图1中uin正方向为例，Q1—L2—VDds3—VD2以及Q2—L3—VDds4—VD2分别组成单相Boost电路，每一相均为DCM工作方式，此时变换器工作频率固定，控制简单且稳定性好，通过在Boost电感上增加辅助绕组即可实现电感电流过零检测或峰值电流保护。

图腾柱式无桥Boost PFC只能工作在DCM或临界模式（Critical-Conduction-Mode，CRM），但该电路的优点是具有相对较低的共模干扰[11]。

同时该电路应用于交错并联结构时，只需增加2个MOSFET。

下表给出了两种交错并联Boost 功率因数校正器的功率器件数量对比分析。

图1 基于交错并联的无桥零纹波Boost PFC拓扑Fig.1 Interleaved bridgeless boost PFC rectifier with zero-ripple current filter表新型PFC与传统PFC电路所用器件对比Tab.Devices comparison of the conventional and the proposed PFC拓扑低速二极管高速二极管开关器件导通路径通/（断）传统交错4 2 2并联PFC 2个低速二极管、2个开关管/（2个低速二极管、2个高速二极管）新型无桥交错并联PFC 2 0 4 1个低速二极管、2个开关管/（1个低速二极管、2个开关管体二极管）从附表可以看出该新型无桥交错并联PFC变换器不仅所用的半导体器件总量从8个减少到6个，同时工作过程中电流路径上每次只有3个半导体器件，即减少了1个低速二极管的损耗。

2.2 电路模态分析如图2所示为该拓扑的8个工作模态：（1）模式1 [t0，t1]：t0时刻，Q2关断Q1开通，L3通过Co、VDds4、VD2以及L1放电。

iL2从 0 线性增大。

进线电流的交流成分I＾m=iC1。

到t1时刻电容电流为0，此时：iL2(t)+iL3(t)=iin(t)。

（2）模式2 [t1，t2]：t1时刻，C1开始正向放电，Q1持续开通，iL2保持线性上升。

L3持续放电，此过程iL2+iL3＜iin，部分进线电流经C1流向输出电容和负载。

直到iL3=0，该模态结束。

（3）模式3 [t2，t3]：Q1持续开通，iL2保持线性上升。

iL3近似等于0。

电容C1正向放电，但iC1开始减小，到t3时刻iC1=0，此时：iL2(t)=iin(t)。

（4）模式4 [t3，t4]：Q1和Q2状态不变，iL2线性增大到峰值。

iL3近似为0。

由于此过程中iL2(t)＞iin(t)，因此C1开始充电，到t4时刻iL2及iC1达到峰值。

（5）模式5 [t4，t5]：t4时刻Q1关断，Q2零电压开通。

VDds3导通向输出Co 和RL放电。

iL3从0线性增大。

L2通过VDds3、Co、VD2以及L1放电。

此过程iL2(t)+iL3(t)＞iin(t)，C1继续充电，且iC1线性下降。

t5时刻iC1=0，此时iL2(t)+iL3(t)=iin(t)。

图2 变换器工作模态Fig.2 Operating modes of the proposed converter （6）模式6 [t5，t6]：Q1和Q2状态不变。

L2持续放电直至t6时刻，iL2=0，VDds3零电流关断。

此模态中iL2(t)+iL3(t)＜iin(t)，部分进线电流经C1流向Co 和RL，即此过程C1处于放电状态。

（7）模式7 [t6，t7]：Q1和Q2状态不变，iL3持续线性增长，iL2近似为0。

此过程iL3(t)＜iin(t)，C1仍处于正向放电状态，但iC1开始从峰值线性下降，到t7时刻iC2=0，该模态结束。

（8）模式8 [t7→t8]：Q1和Q2状态不变，iL3持续增长直至峰值，iL2近似为0。

t7 时刻iin=iL3，此后iL3(t)＞iin(t)，C1开始充电，iC1提供iL3高于iin的部分。

到t8时刻，Q2关断而Q1开通，该模态结束，同时模态1开始重复。

3 电路分析与设计3.1 电路特性分析该变换器由两个工作在DCM模式下的Boost电路并联组成，主要工作波形如图3所示。

则电感L2和L3的峰值电流可以表示为图3 变换器主要工作波形Fig.3 Key operating waveforms of the converter式中，Um为输入电压峰值；ω为输入电压角频率；Ts为变换器工作周期；ton为变换器开关管导通时间；Ds为变换器开关管的导通占空比。