EMI调试实践应用指南
优利德 UTS系列频谱分析仪EMI预兼容测试使用手册 说明书
频谱分析仪EMI 使用手册本文档适用于以下机型：UTS5000A系列UTS3000B/T系列UTS3000A系列UTS1000B/T系列UTS1015E系列REV12023.12.18序言尊敬的用户：您好！感谢您选购全新的优利德仪器，为了正确使用本仪器，请您在本仪器使用之前仔细阅读本使用手册全文，特别有关“安全注意事项”的部分。
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传导性电磁干扰(EMI)噪声测试系统
实验二传导性电磁干扰（EMI）噪声测试系统一实验目的1 了解传导电磁干扰基本概念2 熟悉传导电磁干扰诊断与抑制基本原理3 掌握电磁兼容基本实验仪器使用二实验设备•频谱分析仪GSP-827•线阻抗稳定网络LISN•分离网络DN•开关电源（型号为KR0960AA 24V 40A）•EMI滤波器•负载电阻盘•线缆•50Ω匹配阻抗三实验内容及步骤1、传导性电磁干扰诊断与抑制原理图图1是传导性电磁干扰诊断与抑制系统示意图。
在主测量装置的输出端获取被测设备（EUT）的EMI噪声后，输入到共模CM/差模DM分离网络进行模态分离。
而后由诊断软件对从频谱分析仪传送到计算机上的信号进行处理。
该智能系统不仅可利用硬件提供独立的共模及差模分量，同时也利用软件为滤波器设计提供了有益的诊断信息。
本实验只要求学生利用频谱分析仪检测到噪声信号，及了解加入滤波器后噪声明显降低，满足EMC标准。
图1 传导性EMI智能测试系统示意图2 、实物接线图及各部分功能介绍将开关电源接一组（3个）500W，5Ω并联的电阻盘用作被测设备即噪声源，在测试系统中加入自制的功率滤波器以此作为我们全智能测试系统的检测对象。
该系统由由线阻抗稳定网络LISN，AC/DC，24V 960W直流输出开关电源接一组（3个）500W，5Ω并联的电阻盘，由功率合成器combiner构成的噪声分离网络DN及GSP-827频谱分析仪构成的EMI噪声智能诊断系统，由EMI滤波器构成噪声抑制系统，供电电源来用单相三线220V交流工频电源。
实验装置如图2所示。
图2 以开关电源拖带阻性负载为被测设备的实验装置图⑴线阻抗稳定网络LISN：目前国际标准进行的传导性电磁干扰测量系采用线阻抗稳定网络LISN，，其核心是通过电感、电容和标准50 阻抗构成的测试网络（前一节已做介绍），作为获得被测设备EUT所产生的传导干扰信号的接受器。
⑵噪声分离网络DN：，LISN只能测量到传导性EMI噪声的混合信号而不能从中检测出CM 和DM分量，但EMI滤波器设计却分为共模和差模滤波器两种。
Amlogic方案EMI现场技术支持指南
项目
详细步骤说明
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测试前同客户沟通
A:提供测试样机SCH&PCB（若以前有测试，提供EMI报告及说明）；B:测试样机最少3台以上，要求:同一批相同硬件+相同软件+验证平台各功能工作正常；C:预约针对该项目测试时间建议最少2小时以上；D:若HDMI线&网络线&电源（包括适配器和电源板）等为新的供应商建议客户带上以前合格配件；
2.总结：根据输出报告给出明确结论，测试结果PASS or Fail；如果Fail需要给出下一步处理计划或建议；
输出报告格式及总结。参考附件案例：
E:了解客户测试方法及具体要求+码流+安装相关APK；
F:确认客户平台HDMI&DDR&VXB1相关展频参数
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准备EMI整改常用物料及工具
A:螺丝刀，镊子，万用表，电烙铁，刀片，铜箔纸等；
B:0402 NPO电容：1nF&100pF&10pF&2pF及HDMI&USB共模电感&磁环&磁珠&网络变压器等；
C:以前测试通过HDMI&网络线&电源等；
D:笔记本&U盘&TF卡&串口小板&VXB1展频及常用APK
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测试中心EMI常用处理流程
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输出EMI分析报告格式及总结
1.EMI分析报告格式：从EMI报告选择输出Amlogic方案EMI主要相关频率实验描述准确，方便分析问题和准确解决问题；
列举一些在单火智能开关EMI调试过程中的改善经验案例
技术难点1：EMI问题探讨(一)、在灯具闭态条件下，EMI-传导测试中150K~2M频段有频点超标，一般原因为闭态取电电路的差模噪声较大。
针对这类现象，可尝试如下方法进行改善：(1).若通过增加X电容抑制差模噪声来优化EMI-传导性能，则X电容会导致闭态待机电流增大，对低功耗单火开关方案来说，该对策会恶化”鬼火”现象，一般不建议采取该对策；(2).建议优化缩短火线L、灯线L1输入端到整流桥之前的PCB layout走线，尽量避免输入端交叉走线；如下图粗红色输入走线所示；(3).建议闭态取电电路中采用桥堆作为输入整流器件，缩短整流环路，尽量避免使用分立二极管搭建；(4).闭态取电电路中输入大电容电路可预留LC或π型滤波电路作为EMI对策。
设计注意点：此对策器件选型、参数可能会对待机功耗有影响，调试过程中须留意待机电流的变化；(二)、在灯具开态条件下，开态取电电路选取合适的GATE驱动电阻。
此GATE为低频开关信号，驱动电阻R4建议选取20~30K，让MOSFET开启更缓。
若R4不够大或MOSFET的结电容偏小，EMI会比较差，可根据EMI情况调整。
下图为驱动电阻R4电路图示以及不同驱动电阻R4阻值传导测试对比结果：驱动电阻R4电路图示不同驱动电阻R4阻值传导测试对比技术难点2：支持大功率单火取电开关的探索随着智能家居产品的多元化、多样化，市面上出现带触摸屏、语音交互、音乐、网关等更多功能的智能开关产品，这类智能开关产品的功耗都在5V/0.5A 以上，且基本上都是采用零火线供电方案，传统单火取电方案不能满足需求。
为满足这类产品可直接应用在单火线布线场景中，需要开发一款可以支持大功率取电的单火开关。
这类产品应用在单火场景会碰到的技术难点：无论在灯具关态还是开态，其功耗都在5V/0.5A以上，这对单火取电技术提出了更高的要求。
在此列举其中一种支持大功率单火取电的解决思路，其电路框架示意图如下：在灯具两端并联设计一款分流电路，配合单火智能开关的取电电路输出不小于5V/0.5A功率给智能开关系统电路供电。
《EMI对症分析-EMI整改》
《EMI对症分析-EMI整改》第一篇：emi对症分析-emi整改1mhz以内----以差模干扰为主1.增大x电容量；2.添加差模电感；3.小功率电源可采用pi型滤波器处理（建议靠近变压器的电解电容可选用较大些）。
1mhz---5mhz---差模共模混合，采用输入端并联一系列x电容来滤除差摸干扰并分析出是哪种干扰超标并以解决，1.对于差模干扰超标可调整x电容量，添加差模电感器，调差模电感量;2.对于共模干扰超标可添加共模电感，选用合理的电感量来抑制；3.也可改变整流二极管特性来处理一对快速二极管如fr107一对普通整流二极管1n4007。
5m---以上以共摸干扰为主，采用抑制共摸的方法。
对于外壳接地的，在地线上用一个磁环串绕2-3圈会对10mhz 以上干扰有较大的衰减作用;可选择紧贴变压器的铁芯粘铜箔，铜箔闭环.处理后端输出整流管的吸收电路和初级大电路并联电容的大小。
对于20--30mhz，1.对于一类产品可以采用调整对地y2电容量或改变y2电容位置；2.调整一二次侧间的y1电容位置及参数值；3.在变压器外面包铜箔；变压器最里层加屏蔽层；调整变压器的各绕组的排布。
4.改变pcblayout；5.输出线前面接一个双线并绕的小共模电感；6.在输出整流管两端并联rc滤波器且调整合理的参数；7.在变压器与mosfet之间加beadcore；8.在变压器的输入电压脚加一个小电容。
9.可以用增大mos驱动电阻.30---50mhz普遍是mos管高速开通关断引起，1.可以用增大mos驱动电阻；2.rcd缓冲电路采用1n4007慢管；3.vcc供电电压用1n4007慢管来解决；4.或者输出线前端串接一个双线并绕的小共模电感；5.在mosfet的d-s脚并联一个小吸收电路；6.在变压器与mosfet之间加beadcore；7.在变压器的输入电压脚加一个小电容；8.pcb心layout时大电解电容，变压器，mos构成的电路环尽可能的小；9.变压器，输出二极管，输出平波电解电容构成的电路环尽可能的小。
基于示波器的EMI调试
*考虑系统使用的一些技术，如扩频时钟、跳频等。 引起EMI问题的原因 ı EMI经常是由开关型信号引起的，如电源、时钟、存储器接口等。这些一般产生窄 带干扰，通常发生在和电路板上特定器件相关的特定频率
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电路设计EMI调试的七个步骤 1 1 了解你的被测电路 – 开关电源 SMPS
MOFET 开关频率
R&D R&D
EMC 测试的各 个阶段
原型设计 Prototype 试产、中试 Pre-Production
EMI 诊断调测
R&S®RTO R&S®FSVR R&S®FSV R&S®FSP R&S®FSH
预认证测试
HAMEG HMS R&S®ESPI R&S®ESRP R&S®ESL R&S®FSL
认证测试
R&S®ESU R&S®ESR R&S®ESCI R&S®ESIB R&S®FSU
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电路设计EMI调试的七个步骤 2 2. 选择正确的工具 – 示波器
ı 工程师最常用的测试工具
模拟信号，数字总线 并行，串行总线分析与解码 混合信号分析 FFT 分析 复杂的触发 时间相关的事件
加窗的FFT功能能够帮助定位到偶发毛刺的来源
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电路设计EMI调试的七个步骤 7 7. 标准一致性验证 – 不只是调试诊断
创建测试模板，在FFT频谱中使用模板模拟极限标准线 ı 传导辐射使用 LISN ı 9 kHz – 30 MHz
EN55015Q
• RTO FFT2 = Envelope mode
-高频谐波表明有信号从低通LC滤波电路泄露
EMC EMI 电磁兼容性实验指南说明书
Figure 1: Here in the simplest of circuits, a clock oscillator drives a load with current returning either through a wire or trace as in (a) or through a return plane as in (b)� Both designs can create EMI� Some inductance will exist in the return path causing any wires connected directly or incrementally to it to radiate� A plane has less inductance than a wire or trace, butsignificant emissions can arise from both designs�EMI: Why Digital Devices RadiateFigure 2: We assembled and tested this circuit to see if theory would correctly predict observed emissions�wereytakenyatopyay.8ymeterywoodenyturntableywhichywasy rotatedytoydetectymaximumyemissions.yAsyexpected,ywheny theyattachedytelescopingyantennasywereytunedyforyresonance,y maximumyemissionsyatytheyresonantyfrequencyywereyobservedy whenytheytelescopingyarmsylayyparallelytoyayhorizontallyy polarizedyantenna.yMeasurementsywereyperformedyatyaydistanceyofy10ymetersyandytheyantennaywasyraisedyandyloweredy toydetectymaximumyemissionsyoveryay1ytoy4ymeteryrange.y Weybeganyourystudyybyyfocusingyonyoneyfrequency,ytheyfifthy harmonicyofytheyclockyaty125yMHz.yTheytelescopingyelementsy wereytunedytoyresonanceyatythatyfrequencyyandyleftythereyforythey durationyofytheytest.yTheycircuityshownyinyFigurey2yproducedy 39.4ydBuV/myofyradiationyaty10ymeters.yOurynextytaskywasytoyexplainywhyythisycircuityradiates,y calculateytheypredictedyradiationyandyseeyifyitymatchedyoury measuredyresults.yItyisynowywellyestablishedyoneymechanismycausingyradiationy atytheseyfrequenciesyisythatyillustratedyinyFigurey1.yAyclockyory clock/driverycombinationyservesyasyaysourceydrivingyaydistanty load.yTheysignalyproducedyisyaytrapezoidalywavey(squareywavey withyfiniteyriseyandyfallytimes)yandytheysourceyhasyanyinternaly resistance,yR o ,yandyinductance,yL o .yTheyloady(Z 2yinyFigurey1)y isyaylogicygate,ywhich,yforyMOSybasedytechnologies,ycanybey modeledyasyaycapacitance.yAyseriesyresistance,yR S yisysometimesy insertedyatytheysourceyendytoysuppressyringing.yTheoryystatesythatythey“drivenywire,”ythatyisytheywirey connectingytheysourceytoytheyloadycanybeycharacterizedyasy anyinductor.ySimilarly,ytheyreturnytracey(Figurey1a)yoryplaney (Figurey1b)ycanyalsoybeycharacterizedyasyanyinductoryatyy 125yMHzy(Z3).yAyreturnyplaneyhasyayconsiderablyylowery inductanceythanyayreturnytrace.yIfyweyknowytheycurrentypassingythroughytheyreturnyplaneyory trace,ythenybyyusingytheyinductanceyvariousymodelsypredicty weycanycalculateyayvoltageydropyacrossytheyreturnytraceyory plane.yThisyvoltageydropywillydriveyanyywiresyattachedytoythey returnypathyasyifytheyywereyantennas.yBasically,ytheyreturnytracey oryplaneyservesyasyaylowyimpedanceyvoltageysourceydrivingy attachedywires.yAnyywiresydirectlyyoryincrementallyyconnectedy toytheyreturnytracesyoryplaneywillyradiate.yInyayworst-caseyscenario,ytheywiresyattachedytoytheyreturnytraceyoryplaneycanybey stretchedyoutytoyformyaydipoleyresonantyatyoneyofytheyharmonicsy ofytheyclockyoscillator.yThatyisywhatywasydoneyhere.y AyTektronixyCT1ycurrentyprobeywasyusedytoymeasureythey currentythroughytheydrivenywire.yTheycurrentywaveformyisy shownyinyFigurey3.yTheyamplitudeyofytheycurrentywasyalsoy measuredybyyusingyayspectrumyanalyzer.yAtyayfrequencyyofyy 125yMHzytheyamplitudeyofytheycurrentymeasuredywasyy2.8ymilliampsyRMS.y(Theycurrentyprobeywasyremovedyduringy EMIytesting.)yEMI: Why Digital Devices RadiateTheyinductanceyofytheyreturnyplane,yaccordingytoyKadenyasyreportedybyyLeferinky[1],yis:yWhere:yL return plane y=yreturnyplaneyinductancey w y=ywidthyofytheyplaneyinymetersyd y=ydistanceybetweenytheydrivenytraceyandytheyreturnyplaneyiny metersyl y=ylengthyofytheydrivenytraceyinymeters,y l >>d yµ0y=ypermeabilityyofyfreeyspacey=y4πyxy10-7yHenries/meteryHockanson,yetyalymadeyayslightlyydifferentypredictiony[2].yItyis:Theyconstanty k yisygeometryydependent.yIty isyayfunctionyofytheycurrentydistributionyiny theyreturnyplane.yKaden’syformulayassumesy thatytheyreturnycurrentyspreadsyoutyevenlyy acrossytheyreturnyplane.yButythisyisynotyso.yIty isynowyknownythatytheycurrentyinytheyreturny planeyconcentratesybeneathytheydrivenytrace.y Theyconstanty k ythereforeycanybeydifficultytoy predict.yEstimatesyplacey k ybetweeny2yandy5.y We’llyuseytheyupperylimityofythisyrange,y k =5ytoyarriveyatyayworst-caseypredictionyfory theyradiation.yInsertingytheyvaluesyforythey circuityinyFigurey2y(d =.76ymm,y w =114ymm,y l =9.5ycm)yyieldsyanyinductanceyvalueyfory theyreturnyplaneyofy.033ynH/cmyory.32ynHyy inytotal.yAty125yMHzyanyimpedanceyofyy .25jyohmsywouldyresultydueytoythisyinductance.yTheyvoltageydropyacrossythey returnycanybeyreadilyycomputedyfromythey measuredycurrentyaty125yMHzyy(2.8ymilliamps).yTheyvoltageyacrossythey return,ytheymodelypredicts,yisy.07yV olts.y Thisyvoltageydrivesytheyattachedytelescopingy antenna,ytheyarmsyofywhichywereyadjustedy toyhalfywaveyresonanceycreatingyayhalfywaveyresonantydipole.yWeycanycalculateythey predictedyfreeyspaceyemissionsyfromyayhalfy waveyresonantydipoleyusingytheyfollowingyformulay[3]:yFigure 3: The current in the driven wire, and therefore the return, was measuredusing a Tektronix CT1 current probe�Figure 4: Slicing the return raises the return inductance resulting in increasedradiation�EMI: Why Digital Devices RadiateWhere:yE(V/m)y=yfreeyspaceyfieldystrengthyG ant y=ygainyofyayresonantyhalfywaveydipoleyoveryisotropicy=y 2.1ydBiy=y1.3yr y=ydistanceyfromytheycircuitytoytheymeasuringyantennayiny metersy=y10ymetersyV r y=ytheyvoltageydroppedyacrossytheyreturnyplaney=y.07yV oltsy Z ant y=yimpedanceyofytheyradiatingyantennay=y73yohmsyforyay halfywaveydipole.yOurymodelypredictsyfreeyspaceyradiationyofy35.2ydBuV/myatyy 10ymeters.yTestingyoveryaygroundyplaneyaffectsytheyimpedanceyofy theyradiatingyantennaysomewhatyandyprovidesyforygroundy reflection.yAsyanyapproximation,yweycanyassumeythatytheynety ofytheseyeffectsyisytoyincreaseyemissionsybyy5ydByaty125yMHz.y Usingythisyadjustment,yourymodelypredictsyemissionsyofyy 40.2ydBuV/m,yquiteycloseytoytheymeasuredyvalue.yOurysimpleycircuityofyFigurey2yusedysolidypoweryplanes.y Practicalypoweryplanes,yhowever,yareynotysolidybutyarey interruptedybyyholesyandygaps.yModelsyproposedybyyresearchersypredictythatyemissionsywillyriseydramaticallyyifythey returnyplaneyisyinterruptedywithyayslityasyshownyinyyFigurey4.yTheyslitycutsycompletelyythroughytheyPCB,yinterruptingybothytheyV+yandyV-yplanes.yItyisy.065”y(1.65ymm)y wideyandyextendsyfromyoneyedgeyofytheyboardytoyaypointy1”y (2.54ycm)ypastytheytrace.yTheymeasuredyemissionsyaty125yMHzy didyriseydramatically,ytoy59.8ydBuV/m.Hill,yetyal.,y[4]ymodelsytheyincreasedyinductanceybyyanalyzingy theygapyasyayshortedytransmissionyline.yDash,yetyaly[5]ycalculatesythisyinductanceytoybe:yWhere:yw y=ytheywidthyofytheyplaneytoytheyleftyandyrightyofytheyslotyiny metersys y=ytheywidthyofytheyslotyitselfyinymetersy w y>>y s yandy L gap y<<yλyApplyingythisyformulaytoyourytestycircuity(s =1.65ymm,y w =6.86ycm)yandyconsideringythaty L gap y=2.54ycmyyieldsyaypredictedyvalueyofyreturnyplaneyinductanceyofy4.4ynHyresultingyinypredictedyemissionsyofy63.0ydBuV/myaty10ymeters.yThisyEMI: Why Digital Devices Radiatevalueyisyinyreasonableyagreementywithythey measuredyvalue.yResearchersyalsoyagreeythatyifytheyreturny planeyisyinterruptedybyyholesyratherythany ayslit,ytheyincreasedyinductanceycausedybyy theypresenceyofytheyholesywillyincreasey emissionsyonlyyslightly.yFigurey5yshowsy theycircuityofyFigurey2ywithyholesydrilledy throughytheyplane,yinterruptingybothytheyV+y andyV-yplanes.yHolesywereyplacedy.16”yy (4.1ymm)ycenterytoycenteryandywerey.125”y (3.2ymm)yinydiameter.yNoychangeyiny emissionsywasynotedyaty125yMHzydueytoyy theypresenceyofytheyholes.yNext,yweyevaluatedyanyunorthodoxymethodyforyreducingyemissionsyfromyany imperfectyreturnyplaney[6].yThisymethody usesyaycommonymodeychokeylocatedyneary theyclock.yInytheory,ytheypresenceyofythey commonymodeychokeyshouldyforceycurrenty toyreturnythroughytheyreturnywire,ytheyoney thatypassesythroughytheycommonymodey choke,yinsteadyofythroughytheyreturnyplane.y Evenyifytheyreturnyplaneywasyinductiveybecauseyofytheypresenceyofyanyopeningysuchy asyayslit,ylittleyvoltageywouldybeydroppedy acrossytheyreturnyplaneysimplyybecauseythey RFycurrentydoesynotypassythroughyit.y WeyusedytheycircuityofyFigurey6.yTheyy returnyplaneywasygapedyasyinyFigurey4.yy Aytwistedypairyconsistingyofy24yAWGy magnetywireywasypassedythroughytwoyy Fair-Ritey2643000801yNo.y43ytypeyferritey beadsy1y1/2ytimesyandywasythenyconnectedy theyclockyandytheyload.yTheyreturnywireywasy connectedytoytheygroundyplaneyimmediatelyy adjacentytoytheyclockyandytheyload.yEmissionsyfellydramaticallyyaty125yMHz,yytoy38.7ydBuv/myaty10ymeters.yFigure 5Figure 6: One unorthodox method of suppressing radiation is to use acommon mode choke in the drive circuit�Test Conditions Figure Measured Emissions (dBuV/m at 10m)Predicted Emissions (dBuV/m at 10m)Solid Return Plane Figure 2 39.4 40.2 Slotted Return Plane Figure 4 59.8 63.0 Holed Return PlaneFigure 5 40.2 ~ 41 Slotted Return Plane with CM Choke Figure 6 38.7 -Solid Return Plane with CM Choke N/A 32.7 -Clock Running Alone with No Wires AttachedN/A29.7-Table 1: Radiation detected at 125 MHz is shown under varying conditions�EMI: Why Digital Devices RadiateEmissionsywereythenymeasuredyusingyay circuitythatyemployedybothyaycommonymodey choke,yasyshownyinyFigurey6,yandytheysolidy groundyplaneyofyFigurey2.yEmissionsyfelly onceyagain,ythisytimeytoy32.7ydBuV/m.yy Asyayfinalytest,ytheyconnectionybetweenythey clockyandytheyloadywasyremovedysoythatythey clockyoscillatorycouldyrunybyyitselfywithouty anyywiresyattached.yAty125yMHzytheyclocky oscillator,yoperatingyaloneyandyfedypowery throughysolidyV+yandyV-yplanes,yproducedy 29.7ydBuv/myofyemissions,yonlyy3ydBylessy thanytheyemissionsyproducedybyytheyuseyofyay combinationyofyaycommonymodeychokeyandy aysolidyreturnyplane.yDatayisysummarizedyy inyTabley1.ySoyfar,ysoygood.yTheoryyworksywellyatyy125yMHz.yButytheoryydoesynotyworkywellyaty theyninthyharmonic,y225yMHzy(Tabley2).yy Inyfact,ywhatyisyremarkableyaboutythey 225yMHzydatayisythatyitywasyseeminglyy unaffectedybyyanythingythatyweydid.yThey logicalyconclusionytoybeydrawnywasythatyemissionsyatytheyhigheryharmonicsywereyFigure 7: Variously called I dd Delta, Idd Noise or “Shoot Through” current, aspike in supply current drawn occurs as a MOS gate changes state�notysoymuchydueytoycurrentyonytheydrivenywireybutywerey dueytoysomeyinternalymechanismyinytheyintegratedycircuitsy themselves.yTheyintegratedycircuitsyusedywereyofytheyMOSyfamily.yFigurey7y showsytheybasicystructureyofyayMOSydevice.yPychannelyandyy Nychannelydevicesyserveyasyswitchesyalternatelyyconnectingy theyoutputytoyV+yandyV-,ydependingyonytheyinputyvoltage.yVeryy littleycurrentyflowsyfromyV+ytoyV-ywhenyaygateyisyeitheryinyitsy highyorylowystate.yForyexample,ywhenytheyinputyofyaygateyisy inyitsyhighystate,ytheyNychannelyFETyisyturnedyonyconnectingy theyoutputytoyV-.yTheyPychannelydeviceyisyinyitsyoffystateyandy presentsyayveryyhighyimpedanceybetweenyV+yandytheyoutput.y Therefore,ylittleycurrentyflowsybetweenyV+yandyV-.yTheysamey situationyisytrueyinyreverseywhenyinputyisylowyandytheyoutputy isyhigh.yInytheytransitionyregion,yhowever,ycurrentydoesyflowy fromyV+ytoyV-.yThisycurrentyisyayfunctionyofyinputyvoltage,yandy isyshownyinyFigurey7.yItypeaksysomewhereyinytheymiddleyofythey inputyvoltageyrange,yandyisyknownyasy“I ydd yDelta,”y“I ydd yNoise”y orysometimesyasy“shootythrough”ycurrent.yTheyeffectyofyI ydd yDeltayisytoyproduceyay veryybriefycurrentypulseyeveryytimeythey gateychangesystate.yTheynetyresultyisyay currentypulseyonytheysupplyyplanesyofy approximatelyy1ymilliampypeakyandyabouty 1ynanosecondyinywidthyeachytimeyaytypicaly 74HC02ygateyswitches.yUnfortunately,ytheyamountyofyradiationywey canyexpectydueytoyI ydd yDeltaycanybeydifficulty toypredict.yForyoneything,ymanufacturersy rarelyyciteyI ydd yDeltayinytheirydataysheets.y Foryanother,yI ydd yDeltayisyhighlyyvariable.y Amongyotherythingsyityisyayfunctionyofythey supplyyvoltage,yvaryingyasyayfunctionyofyy V cc ytoythey2.2ypower.y[7].Figurey8yshowsyhowythisycurrentypulseyturnsy intoyayvoltageyacrossytheyreturnyplane.yy I ydd yNoiseycurrentymostlyypassesythroughy anyybypassycapacitoryimmediatelyyadjacenty toytheyintegratedycircuit.yHowever,ythey impedanceyofythatycapacitoryisyfinite,yandy someyofytheycurrentyisyfedybackythroughythey supplyyplanes.yThisycreatesyaynoiseyvoltagey dueytoytheyimpedanceyofytheyreturnyplane.yTest Conditions Figure Measured Emissions (dBuV/m at 10m) Solid Return Plane Figure 2 50.2 Slotted Return Plane Figure 4 51.2 Holed Return Plane Figure 5 50.1 Slotted Return Plane with CM Choke Figure 6 49.6 Solid Return Plane with CM ChokeN/A50.1Table 2: Radiation detected at 225 MHz under varying conditions is shown� Unlike the radiation detected at 125 MHz, the changing conditions did notaffect the radiation at 225 MHz significantly�Figure 8: The spike in supply current caused by I dd Delta creates a current flowthrough the return plane� Frequency (MHz)Circuit of Figure 4Circuit of Figure 9bReduction (dB)75 41.3 27.3 14.0 125 59.8 31.2 28.6 175 53.4 34.3 19.1 225 51.2 33.6 17.6 275 33.8 27.8 6.0 325 48.4 22.7 25.7 375 48.4 <20 >28.4 425 39.4 <20 >19.4 475 37.3 <20 >17.3 52531.7<20>11.7Table 3: Reductions in Emissions (dB/uV at 10m)Figure 9: A small pi filter on the supply of the 25 MHz clock as shown in (b) dramatically reduced radiation at 225 MHz� Even a short length of wire as shown in (c) significantly reduced radiation by forming an LC filter�The filter works by reducing IDelta�ddAs mentioned, our test circuit already had wafer type capacitors placed immediately below the ICs. So as a further experiment, we isolated the V+ pin (pin 14 on both devices) from the V+ plane. A wire was connected as shown in Figure 9c. Although identical on a schematic, this configuration provided some filtering because of the wire’s inductance. Test results show a reduction of 9 dB at 225 MHz. The next step was to add a second bypass capacitor as shown in Figure 9b (a 1000 picofarad surface mount multilayer type) and to replace the wire with a surface mount device designed to increase series impedance over a wide frequency range.A TDK MMZ2012S301 was chosen which, according to the manufacturer’s data sheet, exhibits an impedance of greater than 300 ohms at the frequencies of interest. An additional reduction of more than 19 dB was noted.Table 3 demonstrates the results of our efforts. Note that improvement was achieved without using any filtering near our “I/O” (telescoping elements) or shielding. nREFERENCES1. F. Leferink, “Inductance Calculations: Methods AndEquations,” 1995 IEEE International Symposium onElectromagnetic Compatibility, Page 16.2. D. Hockanson, J. Drewniak, T. Hubing, T. Van Doren, F.Shu, C. Lam, L. Rubin, “Quantifying EMI Resulting from Finite-Impedance Reference Planes,” IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, Nov. 1997, Page 286.3. G. Dash et al, “Computational Methods Aid inUnderstanding Antennas,” Conformity Annual 2001,Page 126.4. R. Hill, T. Van Doren, T. Hubing, J. Drewniak, and F.Gisin, “Common Mode Currents Induced On WiresAttached To Multilayered Printed Wire Boards WithSegmented Ground Planes,” 1994 IEEE InternationalSymposium on Electromagnetic Compatibility, Page 116.5. G. Dash et al, “Designing for Compliance. We Put Theoryto the Test,” Conformity, March 1998, Page 10.6. F. J. Tilley, “Reducing Radiated Emissions on High SpeedSignal Lines Using Common Mode Choke Coils,” IEEE Symposium on Electromagnetic Compatibility, 1995.7. High Speed CMOS Designer’s Guide, Signetics/Philips,Feb. 1986, Page 2-18.Glen Dash is the author of numerous papers on electromagnetics. He was educated at MIT and was the founder of several companies dedicated to helping companies achieve regulatory compliance. Currently he operates theGlen Dash Foundation which uses ground penetrating radarto map archaeological sites, principally in Egypt.Copyright Ampyx LLC。
EMI滤波器的应用及选择指南
EMI滤波器的应用及选择指南一、EMI滤波器的电路结构形式（右图所示）：1、C型滤波器C型滤波器由三端电容和穿心电容构成，适合于抑制高频。
C型滤波器两端均可视为低阻抗，接高阻抗源和负载。
2、L型滤波器由一个电感器和一个电容器组成。
这种滤波器可以提供高的输入阻抗，也可提供低的输入阻抗，取决于电路的安装方向。
LT电路适用于高阻抗负载，低阻抗源的情况。
LB电路适用于低阻抗负载，高阻抗源的情况。
3、π型滤波器π型滤波器由一个电感器两个电容器构成。
它的输入端和输出端都呈低阻抗性，因为元件比L型或C型多，故抑制性能要好的多。
但在开关电路中有时会出现“振铃”现象。
4、带瞬变抑制器的π型滤波器这种π型滤波器在其输入端增加了一个瞬变抑制器，它具有较好的高频抑制性能，同时可以防止电压尖峰。
5、T型滤波器这种滤波器包括两个电感器和一个电容器，它的两端都是高阻抗，其插入损耗性能和π型滤波器相似。
但它不易出现“振铃”现象，可用在开关电路中。
6、双T型滤波器（多级滤波器）多级滤波器是为源和负载都为低阻抗的电路设计的高性能滤波器，它们也可用在要求高插入损耗的其他情况。
在滤波器的输入端用一个电感器，有利于与美军标MIL-STD-461D（国军标GJB-151A）的测试装置匹配。
二、各种滤波电路的衰减特性：不同的滤波电路有着不同的滤波特性（见右图）。
一般而言，C 型电路的滤波衰减曲线较平坦，没有明显的拐点，适用于大多数电子设备；L 型电路Pi 型电路和T 型电路的滤波衰减曲线较C 型电路拐点明显，适用于抑制的干扰信号与有用信号频率接近的的场合。
但当工作频率为方波时，要注意这些电路的感性和容性器件的量值要选用恰当，避免一味追求滤波衰减性能，而把有用信号的波形部分衰减，导致设备工作反而不正常。
各种滤波电路滤波特性图一、 E MI 感性和容性器件的选择：滤波电容EMI 滤波器所用电容一般为穿芯式陶瓷电容，穿芯式的结构可有效防止高频信号在输入输出端之间直接耦合，且寄生电感小自谐振频率较高，这种同轴性的、低通高阻的设计组合，在1GHz 的频率范围内，可以提供高效的EMI 抑制。
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这一列表列出了 EMI 的部分常见来源，但并没有包含 全部来源。为了确定某块电路板上的能量来源，工程 师通常使用近场探头。在使用这些类型的探头时，我 们必须记住信号传播的基础知识。为了确定特定 EMI 问题核心的特定来源和天线，我们可以考察观察到的 信号的周期性和一致性。
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EMI 调试实践
磁场探头
磁场探头采用不同的环路设计，环路平面应与电流流 动成一线，以便环路与流量的磁场线相交。环路的大 小决定着灵敏度以及测量面积，因此在使用这些类型 的探头隔离能量来源时要特别注意。近场探头套件通 常包括大量的不同尺寸，因此可以使用小得多的环路 尺寸，以便缩窄测量面积。磁场探头特别适合识别电 流相对较高的来源，如： 低阻抗节点和电路 传输线 电源 端接线和电缆
平均值
> 1 GHz
E
峰值， 1 MHz
平均值
表 1. CISPR 测试要求随频率范围变化，会影响频率分辨率。
图 2. 这些数据显示图 1 中未通过测试的频率为 88.7291 MHz，但这些数字不能让你相信这就是准确的源频率。
但如果产品未能通过一致性测试， 会怎么样呢？
即使是采用了优秀的设计，选择了优质器件，花了时 间认真分析了产品特性，可能仍然会发生 EMI 问题！ ( 图 1)
在低频率上，系统中的电路节点阻抗可能会变化很大， 因此要求了解电路或试验，以确定提供最高灵敏度的 是磁场探头还是电场探头。在较高频率上，这些差异 非常大。在所有情况下，进行重复的相对测量都非常 重要，以便能够树立信心，知道自己准确地表示了实 现的任何变动导致的近场辐射。最重要的考虑因素是 对每次试验变化要保证近场探头的位置和方向保持一 致。
周期性： 信号的 RF 频率是多少？ 是脉冲式信号还是连续信号？
可以使用基本频谱分析仪监测这些信号特点。
一致性： UUT 的哪些信号与 EMI 事件一致？
通常使用示波器，探测 UUT 上的电信号。
检查 EM 问题是否与电信号一致，无疑是 EMI 诊断中 最耗时的流程。过去，一直很难以有意义的方式把来 自频谱分析仪的信息与来自示波器的信息关联起来。 MDO4000 系列混合域示波器 ( 参见侧栏“混合域示 波器”) 的问世，消除了 EMI 调试中同步多台仪器的 难题。
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应用指南
图 6. 构成信号的电压和电流变化导致电场和磁场。
近场探测
尽管一致性测试程序是为得到绝对的经过校准的测量 而设计的，但在很大程度上可以使用相对测量来执行 调试。
近场探头本质上是为捡拾磁场 (H 场 ) 或电场 (E 场 ) 变化而设计的天线。一般来说，近场探头不会带有校 准数据，因此其主要目的是进行相对测量。
图 2 中的报告显示了测试频率、测得的幅度、校准后 的校正系数、调节后的场强。调节后的场强与规范进 行对比，确定裕量或超出水平。尽管报告中明确指明 了许多测试条件，但需要考虑的某些重要因素可能并 不那么明显。
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EMI 调试实践
频率范围和测试点数：测试报告中给出的频率恰好就 是 EMI 源的频率，这几乎是不可能的。频率范围和 测试点数可以帮助确定一致性测试频率与来源的实际 频率的接近程度。根据国际无线电干扰特别委员会 (CISPR) 的规定，在执行放射辐射测试时，必须根据 频率范围采用不同的测试方法。每个频率范围都要求 特定解析带宽的滤波器和特定类型的检测器，如表 1 所示。频率范围决定着滤波带宽，进而决定着分辨具 体的关心频率的能力。
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应用指南
我要从哪儿入手？
在我们从 EMI 角度查看任何产品时，整个设计可以视 为能量来源和天线的集合。为了识别 EMI 问题的来源， 我们必须先确定能量来源，然后找出这种能量是怎样 放射的。EMI 问题的常见来源 * 包括： 电源滤波器 地面阻抗 信号回程不足 LCD 辐射 元器件寄生信号 电缆屏蔽差 开关电源 (DC/DC 转换器 ) 内部耦合问题 金属化机箱中的 ESD 返回路径不连续
图 7. 使磁场探头与电流流向成一线，以便磁场线穿过环路。
电场探头
电场探头作为小型单极天线使用，对电场或电压变化 作出响应。在使用这些类型的探头时，非常重要的一 点是使探头一直与测量平面垂直。在实践中，电场探 头特别适合集中于非常小的区域，识别电压相对较高 的来源及没有端接的来源，如： 高阻抗节点和电路 未端接的 PCB 轨迹 电缆
检测器类型：一般来说，测试机构会先完成峰值扫描， 因为完成这一工作所需的时间最少。由于检测器的特 点，完成准峰值 (QP) 扫描需要的时间要多得多 ( 参见 侧栏“常见的峰值检测类型”)。准峰值检测采用测量 加权方法，从广播角度看越“麻烦”，信号分配到的 权重越大，因此检测器类型可能会掩盖干扰信号的绝 对幅度。
图 8. 使电场探头与导体垂直，以观察电场。
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应用指南
混合域示波器
图 9. MDO4000 系列示波器提供振荡器启动的时间相关视图。 图 10. 频谱分析仪显示了放在 UUT 附近的磁场探头的输出。
混合域示波器同时融合了示波器、频谱分析仪和 逻辑分析仪的功能。MDO4000 系列提供了独一无 二的能力，可以同时查看同步的模拟信号特点、 数字定时、总线事务和频率频谱。MDO3000 也融 合了示波器、频谱分析仪和逻辑分析仪的功能， 但不能同时采集或查看频率频谱和时域波形。
案例分析：确定信号特点和一致性， 确定来源
本案例分析将演示收集证据，定位 EMI 来源的过程。 对一个小型微控制器进行的 EMI 扫描表明出现了超限 故障，似乎源于一个以 144 MHz 为中心的宽带信号。
我们使用 MDO4000 的频谱分析仪 ( 图 10)，先把磁 场探头连接到 RF 输入上，从而可以定位能量来源。
必需定位磁场探头，使环路平面与被评估的导体成一 线，环路位置要使流量的磁场线穿过它自己。在 PCB 上移动磁场探头，可以定位能量来源。通过选择孔径 较窄的探头，我们可以把搜索重点放在更小的区域。
MDO4000 系列在一台仪器中同时融合了频谱分析仪、 示波器和逻辑分析仪功能，从这三台仪器中生成时间相 关测量。
方位角 / 距离：在执行扫描时，被测单元 (UUT) 可以 放在转台上，从而可以从多个角度收集信息。这些方 位角信息特别有用，因为它指明了问题是从哪个 UUT 区域发出的。
EMI/EMC 测试工作室必须在经过校准的 RF 舱中执行 测量，作为场强指标报告结果，这使形势进一步复杂 化。
幸运的是，您不需要复现测试工作室的条件，就能调 试 EMI 测试失败。可以使用测试报告中的信息执行调 试，这需要很好地了解生成报告使用的测量技术，在 UUT 周围进行相对观察，隔离来源，测量补偿效果， 而不是在高度受控的 EMI 测试机构中执行绝对测量。
信号 ) 直接对应较大的脉冲。为了稳定测量，我们可 以启用 RF 功率触发，然后提高记录长度，从而可以确 定 RF 脉冲的发生频次。为测量脉冲重复周期，我们可 以启用测量标记，直接确定周期。
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应用指南
图 12. RF 幅度随时间变化轨迹显示了明显的脉冲。频谱画 面显示了其频率成分。
图 13. 在示波器其中一条通道上使用无源探头探测信号，发 现与 RF 相关的信号。
EMI 调试实践
应用指南
引言
世界各地制订了各种 EMI/EMC 法规，为电气设备和 电子设备用户提供保护和安全。工程师在当前产品设 计中花费了大量的时间和精力，以使其 EMI 影响达到 最小。
许多公司采用专门测试机构提供的服务，来执行 EMI/ EMC 认证要求的实际一致性测试。测试机构可以属
于一家外部公司 (“测试工作室”)，也可以属于内部 EMC 部门。大多数工程师采用优秀的设计惯例，最 大限度地减少发生 EMI/EMC 问题的可能。即使有准 确的 EMI/EMC 仿真软件，当前在设计和原型阶段通 常仍要执行“预一致性”测量，以在产品发出进行一 致性测试之前，识别和解决潜在的 EMI/EMC 问题。 这些技术降低了产品在测试工作室进行最终全面一致 性测试时失败的风险。
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EMI 调试实践
图 4. 在近场中，波阻抗取决于来源特点及其距离。在远场中，阻抗是恒定的。
图 5. 远场测量不仅取决于在近场中能够观察到的活动，还取决于其他因素，如天线增益和测试条件。
近场测量与远场测量
图 4 显示了近场和远场中波阻抗的特点，以及其间的 跳变区域。我们可以看到，在近场区域中，场可以从 以磁场为主变成以电场为主。调试中使用近场测量， 因为可以确定能量来源，可以在不需特定测试站点的 情况下执行测量。
上面的报告指明了有一个峰值超出了这一特定标准的 极限。正常情况下，在报告中我们还会收到表格形式 的信息 ( 图 2)。
了解 EMI 报告
乍一看，类似上面的 EMI 报告似乎提供了与特定频率 上的故障有关的简明信息。确定设计的哪个部分包含 着该源频率，并施加部分衰减，以便通过测试，应该 是非常简单的事。在筛选设计，试图确定问题来源之 前，必须先了解测试工作室是怎样制作这份报告的。
应用指南
图 1. 这份 EMI 测试报告显示了未通过测试的频率约为 90 MHz。
频率范围
CISPR 检测器 滤波器带宽
频段
9 kHz - 150 k值
150 kHz - 30 MHz B
峰值， 9 kHz
准峰值
30 MHz - 1 GHz C/D
峰值， 120 kHz
积极确定 EMI 来源的下一步，是采用 MDO4000 系列 示波器的示波器部分。保持相同的设置，我们现在可 以启用示波器的通道 1，浏览 PCB，查找与 EMI 事件 一致的信号来源。
在使用示波器探头浏览信号一段时间后，可以确定图 13 中的信号。在画面上可以明显看出，我们在示波器 通道 1 上连接的信号能够与 EMI 事件直接相关。