(整理)开关电源MOSFET的交越损耗分析
开关电源常见损耗分析与对策
开关电源常见损耗分析与对策
以图一中典型的反激转换器(flyback converter)为例，去分析电源转换器的损耗。
因为反激转换器低价位和广泛的输入范围的特性，在实际应用层面受到欢迎。
对一个开关电源而言，主要的损耗包括了传导损耗(conduction loss)和切换损耗(switching loss)，以及由控制电路所造成的损耗。
表二、三、四分别对这些主要损耗，包括主要的传导损耗和切换损耗，控制电路所造成的损耗，列出了大约的估算，和常用的解决对策。
表二主要的开关损耗
表三主要的传导损耗
表四控制电路的主要损耗
可以很明显的发现无论是传导损耗或切换损耗，都和切换频率有很密切的关系。
降低切换频率可以有效的降低损耗，特别是在轻载时。
但由波宽调变产生器所产生的波宽必须被控制，免得造成磁性元件的饱和。
而且，反激转换器的输出能量可以表示为Po = (Vdc^2 ×Ton^2) /(2 ×Lp ×T) ×η，其中η代表转换效率。
在轻载时，导通时间(Ton)很短暂，增长切换週期(T)，或降低切换频率(fs)，是一个很直觉的想法。
开关电源电路各种损耗的分析
开关电源电路各种损耗的分析01输入部分损耗1、脉冲电流造成的共模电感T的内阻损耗加大适当设计共模电感，包括线径和匝数2、放电电阻上的损耗在符合安规的前提下加大放电电阻的组织3、热敏电阻上的损耗在符合其他指标的前提下减小热敏电阻的阻值02启动损耗普通的启动方法，开关电源启动后启动电阻回路未切断，此损耗持续存在。
改善方法：恒流启动方式启动，启动完成后关闭启动电路降低损耗。
03与开关电源工作相关的损耗04钳位电路损耗有放电电阻存在，mos开关管每次开关都会产生放电损耗改善方法：用TVS钳位如下图，可免除电阻放电损耗（注意：此处只能降低电阻放电损耗，漏感能量引起的尖峰损耗是不能避免的）当然最根本的改善办法是，降低变压器漏感。
05供电绕组的损耗电源芯片是需要一定的电流和电压进行工作的，如果Vcc供电电压越高损耗越大。
改善方法：由于IC内部消耗的电流是不变的，在保证芯片能在安全工作电压区间的前提下尽量降低Vcc供电电压！06变压器的损耗由于待机时有效工作频率很低，并且一般限流点很小，磁通变化小，磁芯损耗很小，对待机影响不大，但绕组损耗是不可忽略的。
07变压器绕组引起的损耗绕组的层与层之间的分布电容的充放电损耗(分布电容在开关MOS管关断时充电，在开关MOS管开通时放电引起的损耗。
）当测试mos管电流波形时，刚开启的时候有个电流尖峰主要由变压器分布电容引起。
改善方法:在绕组层与层之间加绝缘胶带，来减少层间分布电容。
08开关管MOSFET上的损耗mos损耗包括：导通损耗，开关损耗，驱动损耗。
其中在待机状态下最大的损耗就是开关损耗。
改善办法：降低开关频率、使用变频芯片甚至跳频芯片（在空载或很轻负载的情况下芯片进入间歇式振荡）09整流管上的吸收损耗输出整流管上的结电容与整流管的吸收电容在开关状态下引起的尖峰电流反射到原边回路上，引起的开关损耗。
另外还有吸收电路上的电阻充放电引起的损耗。
改善方法：在其他指标允许的前提下尽量降低吸收电容的容值，降低吸收电阻的阻值。
开关电源设计-开关电源损耗分析与减小的方法
1.4 同步整流器可以使输出整流器导 通损耗的降低
为了降低输出整流器的导通损耗，可以采 用MOSFET构成同步整流器，如果一个导 通电阻为10mΩ的MOSFET流过20A电流， 其导通电压降仅仅0.2V！明显低于肖特基 二极管的在这个电流下的导通电压，如果 流过10A电流，则导通电压会更低。 这就是现在的高效率开关电源的输出整流 器采用同步整流器的最主要的原因。
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尽可能增加占空比可以降低导通损 耗
在开关管额定电流相同的条件下。占空比 为0.5的导通损耗是占空比0.4的导通损耗的 80%、是占空比0.4的导通损耗的60%。 这种损耗的减少是在不增加成本和电路复 杂性条件下通过改变工作状态轻而易举得 到的。
常规技术下开关管的导通损耗比例
MOSFET作为开关管时，导通损耗一般占 开关管总损耗的2/3； IGBT作为开关管时，导通损耗一般占开关 管总损耗的1/3。
开关管的驱动 驱动MOSFET实际上是对MOSFET的栅极 电容的充放电过程。 例如在100ns时间内驱动一个100nC栅极电 荷的MOSFET由关断到导通或由导通到关 断需要1A驱动电流，如果是200mA则驱动 时间就会变为500ns。对应的开关损耗将会 增加到1A驱动电流的5倍。 因此，驱动电流对于快速开关MOSFET非 常重要。
MOSFET损耗计算
MOSFET损耗计算MOSFET（金属-氧化物-半导体场效应晶体管）是一种常用的功率开关器件，广泛应用于电力电子领域。
在使用MOSFET进行功率开关时，会产生一定的损耗，包括导通损耗和关断损耗。
正确计算MOSFET的损耗对于设计和选择合适的散热系统非常重要，下面将详细介绍MOSFET的损耗计算方法。
1.导通损耗计算：导通损耗是指MOSFET在导通状态下产生的功耗。
导通损耗可以通过以下公式计算：P_cond = I^2 * Rds(on)其中，P_cond为导通损耗，I为MOSFET的导通电流，Rds(on)为MOSFET的导通电阻。
导通损耗主要由两部分组成：静态导通损耗和动态导通损耗。
静态导通损耗是指MOSFET在导通状态下的稳态功耗，可以通过上述公式计算得到。
动态导通损耗是指由于MOSFET的导通电阻在开关过程中的变化引起的功耗，通常可以通过MOSFET的参数手册或者开关特性曲线来得到。
2.关断损耗计算：关断损耗是指MOSFET在关断状态下产生的功耗。
关断损耗由MOSFET 的关断电流和关断电压引起，可以通过以下公式计算：P_sw = Vds * Id * t_sw其中，P_sw为关断损耗，Vds为MOSFET的关断电压，Id为MOSFET 的关断电流，t_sw为关断时间。
关断损耗由两部分组成：静态关断损耗和动态关断损耗。
静态关断损耗是指MOSFET在关断状态下的稳态功耗，可以通过上述公式计算得到。
动态关断损耗是指由于开关过程中MOSFET的关断电流和关断时间的变化引起的功耗，通常可以通过MOSFET的参数手册或者开关特性曲线来得到。
3.总损耗计算：总损耗是指MOSFET在导通和关断状态下产生的功耗之和。
总损耗可以通过以下公式计算：P_total = P_cond + P_sw4.散热设计：4.1确定MOSFET的最大工作温度，一般来说，MOSFET的最大工作温度应该低于其额定温度。
4.2 计算MOSFET的热阻（Rth）：Rth = (Tj - Ta) / P_total其中，Tj为MOSFET的结温，Ta为环境温度，P_total为MOSFET的总损耗。
MOSFET开关损耗分析
４８
Ｖ上电的浪涌电流。由于该ＭＯＳｎ汀在单板上不仅用来实
现－４８ Ｖ缓启动功能，在某些单板也是远程控制上下电的关键
器件。一旦ＭＯＳＦＥＴ失效，单板－４８ Ｖ电源输出就出现故障， 更无法实现缓启动功能和远程控制功能，将严重影响产品单 板的正常运行。可见，ＭＯＳＦＥＴ在单板缓启动电路中起到了举 足轻重的作用，科学分析ＭＯＳｎｃ－Ｉ．特性。深入了解其导通特 性，减少ＭＯＳＦＥＴ的损坏就是整个热插拔缓启动电路的关键。 １
单纯的电压控制器件。它的开启和开关速度与电流有关，它取 决于驱动电路是否能够在它需要时提供足够的电流，使电容
ｓｏｕｒｃｅ，ａｎｄ
ｔｈｕｓ ｐｒｏｖｉｄｅｓ ｔｈｅ
在采用集中供电的二次电源系统中，板卡插入主机时， 主机已经处于稳定的工作状态，所有容性负载均已充电。待插 的板卡是不带电的，板卡上的容性负载没有充电，在热插入过 程中，待插板卡上的电容瞬间充电。充电过程将在插入的瞬间 从系统电源吸纳大量的电流，导致系统电压瞬间跌落，影响其 他板卡的正常运行。另外，在电源线接触的瞬间，系统电源的 输出电阻和待插板卡的电容组成ＲＣ充电通道，由于电源的 输出电阻很小，浪涌电流非常大。在拔出板卡的过程中，板卡 上的旁路电容放电，和背板之间形成一个低阻通道，也会产生 瞬间大电流。浪涌电流携带大量的能量，会毁坏接口器件、连 接器和金属连线。为了防止上述情况发生，需要对电源系统进 行必要的保护性设计【１１。 解决带电插拔不利影响的根本措施是减少浪涌电流，浪 涌电流是由于待插板卡的容性负载在上电瞬间充电引起的。 由公式ｌ＝Ｃｄｖ／ｄｔ可知，上电时间直接决定了浪涌电流的大小。 在一般的带电插拔过程中，充电电压相当于一个阶跃激励， ｄｖ／ｄｔ极大。我们知道在采用ＲＣ充电回路中。电容的充电时间 可以简单地通过改变Ｒ和Ｃ值来设定，如果利用这个渐变的 电压控制一个在一定电压下导通的开关ＭＯＳＦＥｒＩ口捌，就可以 缓慢导通二次电源，非常有效地减少浪涌电流的值，从而最大 程度地减少带电插拔带来的负面影响。 公司网络、数据及无线基站产品各单板基本都应用了由 Ｎ沟道ＭＯＳＦＥＴ加分立元件组成的缓启动电路来减少直流一
mos管开关损耗与通态损耗计算
mos管开关损耗与通态损耗计算mos管开关损耗与通态损耗是MOS管工作过程中不可避免的两种损耗形式。
本文将详细介绍这两种损耗的计算方法及其影响因素。
一、开关损耗MOS管在开关过程中会产生开关损耗，主要包括导通损耗和截止损耗。
1. 导通损耗导通损耗是指MOS管在导通状态下由于导通电流通过导通电阻而产生的功率损耗。
导通损耗的计算公式为：导通损耗 = 导通电流² × 导通电阻。
导通损耗与导通电流的平方成正比，因此导通电流越大，导通损耗就越大；而导通电阻越小，导通损耗也越小。
因此，在设计MOS管电路时，可以通过控制导通电流和降低导通电阻来减小导通损耗。
2. 截止损耗截止损耗是指MOS管在截止状态下由于漏极电流通过漏极电阻而产生的功率损耗。
截止损耗的计算公式为：截止损耗 = 截止电流² × 漏极电阻。
截止损耗与截止电流的平方成正比，因此截止电流越大，截止损耗就越大；而漏极电阻越小，截止损耗也越小。
为减小截止损耗，可以采取措施降低截止电流和提高漏极电阻。
二、通态损耗通态损耗是指MOS管在导通状态下由于导通电阻和漏极电阻而产生的功率损耗。
通态损耗的计算公式为：通态损耗 = 导通电流² × 导通电阻 + 导通电流² × 漏极电阻。
通态损耗与导通电流的平方成正比，因此导通电流越大，通态损耗就越大。
同时，通态损耗也与导通电阻和漏极电阻有关，导通电阻和漏极电阻越小，通态损耗越小。
三、影响因素1. MOS管的尺寸：MOS管的尺寸越小，导通电阻和漏极电阻就越大，从而减小了开关损耗和通态损耗。
2. 工作频率：在高频率下，MOS管的开关速度要求更高，导通和截止时间越短，从而减小了开关损耗和通态损耗。
3. 输入信号：输入信号的幅值和上升/下降时间也会影响开关损耗和通态损耗。
信号幅值越大，开关损耗和通态损耗就越大；信号上升/下降时间越短，开关损耗和通态损耗也越大。
(整理)开关电源MOSFET的交越损耗分析
随着环保节能的观念越来越被各国所重视，电子产品对开关电源需求不断增长，开关电源的功率损耗测量分析也越来越重要。
由于开关电源内部消耗的功率决定了电源热效应的总体效率，所以了解开关电源的功率损耗是一项极为重要的工作。
本文详细分析开关电源的核心器件之一---MOSFET开关管的交越损耗，从而使电子工程师更加深入理解MOSFET产生损耗的过程。
MOSFET交越损耗1.开通过程中MOSFET开关损耗功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。
图1 MOSFET开关过程中栅极电荷特性开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为其中：，VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg为MOSFET的栅极电阻。
VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为VGS处于米勒平台的时间t3为t3也可以用下面公式计算：注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。
过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。
MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。
下面以一个具体的实例计算。
输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5Ω，关断的下拉电阻为0.5Ω，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；当VGS=4.5V，Q g=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，RDS (ON)=17.4mΩ。
MOSFET损耗计算
MOSFET损耗计算MOSFET损耗计算是在电路设计和工程应用中非常重要的一项工作，它可以帮助工程师评估MOSFET在特定工作条件下的热管理和效率。
本文将详细介绍MOSFET损耗计算的方法，并分析其对电路性能和可靠性的影响。
MOSFET是一种常见的功率开关器件，在众多电子设备和系统中被广泛采用。
它的主要作用是通过控制栅极电压来调节源极和漏极之间的电流，实现电路功能的开关控制和功率放大。
然而，MOSFET在工作过程中会引起一定的功率损耗，这些损耗主要分为导通损耗和开关损耗两类。
导通损耗是指MOSFET在导通状态下的功率消耗，导通损耗主要取决于MOSFET的导通电流和导通电压降。
导通损耗可以通过下面的公式进行计算：P_cond = I_D * V_DS其中，P_cond表示导通损耗，I_D表示MOSFET的导通电流，V_DS表示MOSFET的导通电压降。
开关损耗是指MOSFET在开关过程中的功率损耗，开关损耗主要取决于MOSFET的开关频率和开关电荷。
开关损耗可以通过下面的公式进行计算：P_sw = f_sw * Q_g * V_DS * δ其中，P_sw表示开关损耗，f_sw表示开关频率，Q_g表示MOSFET的总栅电荷量，V_DS表示MOSFET的导通电压降，δ表示MOSFET的耗散因子。
总的损耗可以通过将导通损耗和开关损耗相加来计算：P_total = P_cond + P_swMOSFET损耗计算的目的是为了评估MOSFET在特定工作条件下的热管理和效率。
在高功率应用中，如果MOSFET的损耗过大，会导致器件温度升高，从而影响电路的可靠性和寿命。
因此，在设计过程中，需要根据MOSFET的特性和工作条件，合理评估损耗，并采取相应的散热措施，确保电路的正常运行和可靠性。
在MOSFET损耗计算中，需要注意的是准确估计MOSFET的导通电流、导通电压降、开关频率和栅电荷量等参数。
这些参数可以通过MOSFET的数据手册、实验测量或者仿真模拟来获取。
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随着环保节能的观念越来越被各国所重视，电子产品对开关电源需求不断增长，开关电源的功率损耗测量分析也越来越重要。
由于开关电源内部消耗的功率决定了电源热效应的总体效率，所以了解开关电源的功率损耗是一项极为重要的工作。
本文详细分析开关电源的核心器件之一---MOSFET开关管的交越损耗，从而使电子工程师更加深入理解MOSFET产生损耗的过程。
MOSFET交越损耗
1.开通过程中MOSFET开关损耗
功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。
图1 MOSFET开关过程中栅极电荷特性
开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为
其中：，VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg为MOSFET的
栅极电阻。
VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为
VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为
VGS处于米勒平台的时间t3为
t3也可以用下面公式计算：
注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。
过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。
MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。
下面以一个具体的实例计算。
输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5Ω，关断的下拉电阻为0.5Ω，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；当VGS=4.5V，Q g=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，RDS (ON)=17.4mΩ。
开通时米勒平台电压VGP：
计算可以得到电感L=4.7μH.，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压VGP=2+5.273/19 =2.278V，可以计算得到：
开通过程中产生开关损耗为
开通过程中，Crss和米勒平台时间t3成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。
Ciss=Crss+Cgs，Ciss所对应电荷为Qg。
对于两个不同的M OSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多时，A管的开关损耗就有可能大于B管。
因此在实际选取M OSFET时，需要优先考虑米勒电容Crss的值。
减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。
提高栅驱动电压也可以降低t3时间。
降低米勒电压，也就是降低阈值开启电压，提高跨导，也可以降低t3时间从而降低开关损耗。
但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通，增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。
2.关断过程中MOSFET开关损耗
关断的过程如图1所示，分析和上面的过程相同，需注意的就是此时要用PWM驱动器内部的下拉电阻0.5Ω和Rg串联计算，同时电流要用最大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值：VGP=2+6.727/19 =2.354V。
关断过程中产生开关损耗为：
Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。
图2 断续模式工作波形
Coss产生开关损耗与对开关过程的影响 1.Coss产生的开关损耗
通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存在其中。
Coss 同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt 就越小，这样引起的EMI就越小。
反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI的问题。
但是，在硬开关的过程中，Coss又不能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFE T开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。
开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MO SFET，同时还会产生电流干扰，带来EMI的问题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，
防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的最小占空比值。
Coss产生的损耗为：
对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。
当工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。
2.Coss对开关过程的影响
图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。
由于Coss存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，如图3所示。
下面以关断过程为例说明。
基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS在t7时间段内线性地从最小值上升到输入电压，电流在t8时间段内线性地从最大值下降到0。
图3 MOSFET开关过程中实际波形
实际过程中，由于Coss影响，大部分电流从MOSFET中流过，流过Coss 的非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的速率也非常慢。
也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是ZVS，即0电压关断，功率损耗很小。
同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。
在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影部分。
而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影部分。
从上面的分析可以看出：在实际的状态下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。
图4波形可以看到，关断时，VDS的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米勒平台快结束时
开始快速上升。
图4 非连续模式开关过程中波形
Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的ZVS，关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。
注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式下开通损耗为0。
但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。
Coss放电快，持续的时间短，这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。