MOSFET功率损耗的计算

MOSFET功率损耗的计算
摘要：本文介绍了电动自行车无刷电机控制器的热设计。

其中包括控制器工作原理的介绍、MOSFET功率损耗的计算、热模型的分析、稳态温升的计算、导热材料的选择、热仿真等。

关键词：电动自行车控制器MOSFET热设计
1. 引言
由于功率MOSFET具有驱动电流小、开关速度快等优点，已经被广泛地应用在电动车的控制器里。

但是如果设计和使用不当，会经常损坏MOSFET，而且一旦损坏后MOSFET的漏源极短路，晶圆通常会被烧得很严重，大部分用户无法准确分析造成MOSFET损坏的原因。

所以在设计阶段，有关MOSFET的可靠性设计是致关重要的。

MOSFET通常的损坏模式包括：过流、过压、雪崩击穿、超出安全工作区等。

但这些原因导致的损坏最终都是因为晶圆温度过高而损坏，所以在设计控制器时，热设计是非常重要的。

MOSFET的结点温度必须经过计算，确保在使用过程中MOSFET结点温度不会超过其最大允许值。

2. 无刷电机控制器简介
由于无刷电机具有高扭矩、长寿命、低噪声等优点，已在各领域中得到了广泛应用，其工作原理也已被大家广为熟知，这里不再详述。

国内电动车电机控制器通常工作方式为三相六步，功率级原理图如图1所示，其中Q1, Q2为A相上管及下管；Q3, Q4为B相上管及下管；Q5, Q6为C相上管及下管。

MOSFET全部使用AOT430。

MOSFET工作在两两导通方式，导通顺序为Q1Q4→Q1Q6→Q3Q6→Q3Q2→Q5Q2→Q5Q4→Q1Q4，控制器的输出通过调整上桥PWM脉宽实现，PWM频率一般设置为18KHz以上。

当电机及控制器工作在某一相时（假设B相上管Q3和C相下管Q6），在每一个PWM周期内，有两种工作状态：
状态1: Q3和Q6导通, 电流I1经Q3、电机线圈L、Q6、电流检测电阻Rs流入地。

状态2: Q3关断, Q6导通, 电流I2流经电机线圈L、Q6、Q4，
此状态称为续流状态。

在状态2中，如果Q4导通，则称控制器为同步整流方式。

如果Q4关断，I2靠Q4体二极管流通，则称为非同步整流工作方式。

流经电机线圈L的电流I1和I2之和称为控制器相电流，流经电流检测电阻Rs的平均电流I1称为控制器的线电流，所以控制器的相电流要比控制器的线电流要大。

3. 功耗计算
控制器MOSFET的功率损耗随着电机负载的加大而增加，当电机堵转时，控制器的MOSF ET损耗达到最大（假设控制器为全输出时）。

为了分析方便，我们假设电机堵转时B相上管工作在PWM模式下，C相下管一直导通，B相下管为同步整流工作方式（见图1）。

电机堵转时的波形如图2-图5所示。

功率损耗计算如下：
3.1 B相上管功率损耗：
3.1.1 B相上管开通损耗(t1-t2)，见图2;
3.1.2 B相上管关断损耗(t3-t4)，见图3;
3.1.3 B相上管导通损耗(t5-t6)，见图4;
B 相上管总损耗：
Phs(Bphase)=Phs(turn on)+Phs(turn off)+Phs(on)=5.1+3.75+7.5=16.35W 3.2 B相下管功率损耗：
3.2.1 B相下管续流损耗(t7-t8)，见图5;
PLS(Bphase)=PLS(freewheel)=I2×Rds(on)×(1-D)=402×0.015×(1-20/64)=16.
5 W
3.3 C相下管功率损耗
因为C相下管一直导通，所以功率损耗计算如下：
PLS(Cphase)=PLS (on) = I2×Rds(on) = 402×0.015 = 24 W
控制器的功率管总损耗为：
Ptatal=PHS(Bphase)+PLS(Bphase)+PLS(Cphase)=16.35+16.5+24=56.85 4. 热模型
图5为TO-220典型的安装结构及热模型。

热阻与电阻相似,所以我们可以将Rth(ja)看着几个小的电阻串联，从而有如下公式：
Rth(ja) = Rth(jc) + Rth(ch) + Rth(ha)
其中：
Rth(jc)--- 结点至MOSFET表面的热阻
Rth(ch)---MOSFET表面至散热器的热阻
Rth(ha)---散热器至环境的热阻(与散热器的安装方式有关)
图6 热阻模型
通常热量从结点至散热器是通过传导方式进行的，从散热器至环境是通过传导和对流方式。

Rth(jc)是由器件决定的,所以对一个系统，如果MOSFET已确定，为了获得较小的热阻我们可以选择较好的热传导材料并且将MOSFET很好地安装在散热器上。

5. 稳态温升的计算
从AOT430的数据手册我们可以获得如下参数：
Tjmax=175℃Rth(jc)max = 0.56 ℃/W
5.1 电机运行时MOSFET结点至其表面的温升计算(因为电机在运行时，上管和下管只有三分之一的时间工作，所以平均功率应除以3)：
5.1.1上管结点至功率管表面的稳态温升
5.1.2下管结点至功率管表面的稳态温升
5.2 电机堵转时MOSFET结点至其表面的温升计算
5.2.1 B相上管结点至功率管表面的稳态温升
Tjc=Tj-Tc=Phs×Rth(jc)=16.35×0.56=9.2℃
5.2.2 B相下管结点至功率管表面的稳态温升
Tjc=Tj-Tc=Pls×Rth(jc)=16.5×0.56=9.24℃
5.2.3 C相下管结点至功率管表面的稳态温升
Tjc=Tj-Tc=PLS(Cphase)×Rth(jc)=24×0.56=13.44℃
由以上计算可知，在电机堵转时控制器中一直导通的MOSFET（下管）的温升最大，在设计时应重点考虑电机堵转时的MOSFET温升。

6. 选择合适的导热材料
图7为SilPad系列导热材料对TO-220封装的导热性能随压力变化的曲线。

图7
6.1 导热材料为SilPad-400，压力为200psi时，其热阻Rth(ch)为4.64 ℃/W。

则：Tch=Tc-Th= PLS×Rth(ch)=24×4.64=111℃
6.2 导热材料为SilPad-900S，压力为200psi时，其热阻Rth(ch)为2.25℃/W。

则：Tch=Tc-Th= PLS×Rth(ch)=24×2.25=54℃
可见，不同的导热材料对温升的影响很大，为了降低MOSFET的结点温升，我们可以选择较好的热传导材料来获得较好的热传导性能，从而达到我们的设计目标。

为了使控制器更加可靠，通常我们将MOSFET表面温度控制在100℃以下，这是因为在使用中还会有其他高能量的脉冲出现，譬如，电机相线短路，负载突然变大等。

7．热仿真：
由于在实际应用中我们很难确定散热器表面至环境的热阻，要想完全通过计算来进行热设计是比较困难得，因此我们可以借助热仿真软件来进行仿真，从而达到我们设计的目的。

仿真条件：Ptotal=56.85W、Ta=45℃、控制器散热器尺寸：70mm×110mm×30mm 、自然风冷，MOSFET安装如图8所示。

图8 MOSFET安装示意图
7.1 电机运行时控制器的热仿真
由图9可见，下管的温升明显高于上管的温升。

7.2 电机堵转时控制器的热仿真
由图10可知，堵转时一直导通的下管最热，温度已接近150℃。

由图11可知，在堵转1 00秒后MOSFET的温升还未稳定，如果一直堵转，必将烧坏MOSFET。

因此，如果使用仿真中的散热器尺寸，就不能一直堵转，必须采取相应的保护措施。

我们可以采用间隙保护的方法，即当电机堵转时，堵转一段时间，保护一段时间，让MOSFET的温度不超过最大结点温度。

图12所示为堵转1.5s，保护1.5s的瞬态温升示意图，由图可知，采用这种方法可以有效地保护MOSFET。

图10：堵转时温升示意图
结语: 控制器的热设计在产品的设计阶段是非常重要的，我们必须经过功耗的计算、热模型的分析、热仿真等来计算温升，同时在设计时应考虑最严酷的应用环境，最后还要通过实际试验来验证我们热设计的正确性。

在此特别感谢来自美国的刘凯博士为这篇文章提供了热设计的指导和控制器的热仿真。

万代半导体元件（上海）有限公司高级应用工程师葛小荣
万代半导体元件有限公司高级封装研发工程师刘凯。