60w-boost电路的设计大学论文

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Boost单级功率因数校正与仿真毕业设计论文

毕业设计论文Boost单级功率因数校正与仿真毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创性声明本人郑重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。

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boost变换器的设计与分析

单周期控制Boost DC/DC变换器分析与设计单周期控制技术(OCC)是一种新型非线性大信号PWM控制技术首先论述了单周期控制技术的基本原理，然后提出了单周期控制Boost变换器的一种双环控制策略，并通过仿真分析了其可行性最后应用最新的单周期控制芯片IRll50S进行实验论证实验证明了这种控制策略下单周期控制Boost变换器具有良好的性能引言开关变换器是脉冲式的非线性动态系统，在适当的脉冲非线性控制下，系统应当比传统的先行反馈控制更稳定，有更好的动态性能和抗扰动性当输入电压或负载发生变化时，电压型反馈控制需要多个开关周期才能达到稳态电流型反馈控制利用了变换器的脉冲和非线性特点，当占空比D大于O.5时，若采用的斜坡补偿很精确，能使系统在一个开关周期内达到稳态，但是往往实际中斜坡补偿不能完全匹配，所以仍然需要多个开关周期才能达到稳态单周期控制技术是1991年由Keyue M．smedley提出的一种非线性大信号PWM控制理论，它最大的特点是能使系统在一个周期之内达到稳态，每个周期的开关误差不会带人下一个周期这种控制方法具有调制和控制的双重性，开关变量和参考电压间既没有动态误差也没有稳态误差因此，单周期控制技术近年在各种DC/DC、DC/AC、AC/DC变换器中来得到了广泛的应用1 单周期控制基本原理单周期控制技术，包括恒频PWM开关、恒定导通时间开关、恒定截止时间开关、变化开关的单周期控制技术共4种类型对于恒频PWM开关，开关周期TS恒定，单周期控制就是要调节导通时间TON，从而使得斩波波形的积分值等于基准信号恒频PWM开关单周期控制原理，如图1所示没开关S以一定开关频率fs=l/Ts的开关函数K(t)工作，即：占空比D=TON/TS模拟基准信号ur(t)调制开关的输入信号x(t)被开关斩波，开关的输出信号y(t)的频率、脉宽与开关函数k(t)相同，y(t)的包络线就是x(t)，即y(t)=k（t）x(t)开关S一旦由固定频率的时钟脉冲开通，实时积分器就开始工作，设定时间常数RC等于时钟uc周期时间TS，其积分值为当积分值ue达到基准信号ur(t)时，RS触发器就复位，S变为截止状态，实时积分器复位，以准备下一个开关周期当前开关周期的占空比由式(3)决定，即因此，在一个开关周期里可以瞬时地控制输出信号按照这种概念控制开关的技术称为单周期控制技术，单周期控制技术将非线性开关变为线性开关，是一种非线性技术文献[5]提出了Boost电路的单周期控制策略，如图2所示在稳态情况下，当开关管导通时，二极管上电压vD为U0，当开关关断时，二极管上压降为零，所以可以通过控制二极管上的电压，使其在一个周期内的平均值等于参考值，从而改变占空比，即由于二极管电压的电压参考点是A，所以Boost电路的单周期控制规则为2 单周期控制Boost变换器的双环控制在文献[5]和[7]的基础上，本文研究了单周期控制Boost变换器的一种双环控制策略首先，从Boost变换器的工作原理着手分析，图3为Boost变换器及电感电流波形图，为了方便讨论，假设所有的元件都是理想的，同时负载电流足够大，电感电流连续，输出电压在一个开关周期内为常数稳态时，根据在一个周期内电感电流变化量相等，也即电感伏秒积相等的原则，有将式(8)代入式(7)中则得到单周期控制U1=-RsiL如图3(a)所示.式(9)可以通过图4(a)的复位积分电路来实现其中U+=Um，U1=-RSiL，U-=-UmD，时间常数RC1等于RS触发器时钟Clock的周期时间TS图4（b）为占空比D的示意图，当U-减小到U+时，积分结束3 仿真分析根据前面的论述，可以构建出双环单周期控制Boost电路，如图5所示为了验证其可行性以及更加明确系统各模块之问的关系，本文采用Saber软件进行了仿真分析，仿真参数如下：输入电压Ui=110V；开关频率fs=100kHz：输出电压U0=300V；输出功率P0=300W图6为仿真结果，图6(a)为比较器输入端电压U-、U+以及输出RS触发器复位脉冲信号R的局部展开波形；图6(b)为RS触发器PWM信号产生波形；图6(c)为输出电压U0以及电感电流波形仿真结果表明，双环单周期控制策略是可行的，复位积分电路各模块之间能按设计的逻辑工作，输出电压稳定在300V4 实验验4.1 实验样机设计图5中虚线框中的控制电路可以用新型芯片IRll50S来实现，如图7所示lRll50S是一种工作于连续模式的基于单周期控制技术的控制芯片，具有过压保护、欠压保护、空载保护、峰值电流控制以及软启动功能该芯片只有8个引脚，采用S0-8封装，有很强的驱动能力，最大驱动电流达到1.5A，频率设定只需通过一个电阻R2来调节，整个控制系统十分简单本文应用该芯片设计了一台原理样机，实验主要参数为：输入电压80~250V，Boost 电感780μH，工作频率f=100kHz，输出电压U0=300V，过压保护电压360V，额定功率300W，采样电阻O.1Ω，输出滤波电容：330μF/450V4.2 实验结果及分析从图8和图9可以看出，随着输入电压增加，占空比逐渐减小，输入电流减小，检测电阻端电压(负压)也减小，从而误差放大器的输出Um也减小图10和图l1表明，随着输入电压的增加，输出电压稳定在300V图12是该变换器的空载损耗曲线图，可以看出，随着输入电压的增加，输入电流减小，损耗逐渐减小，当输入电压达到180V后，损耗基本稳定在0.51W随着输入电压的增加，系统的效率逐渐增加，主要是由于输入电流的减小，系统的损耗有所减小满载情况下，输入电压为220V时效率最高，达到了97.9％。

采用谐波电流注入法以减小储能电容容值

一个“黑盒子” ，如图1所示，其中CB为储能电容。 2.1 PF=1 时令输入电压为： vin ( t ) = Vm sin ωt (1)
其中Vm为输入交流电压幅值，ω=2π/Tline，Tline是输入交流电压周期。假设输入功率因数为1，那么输入电流可表示为： iin ( t ) = I m sin ωt 其中Im为输入电流幅值。由式(1)和(2)可得瞬时输入功率为 pin (t ) = vin ( t ) iin ( t ) = Vm I m (1 − cos 2ωt ) 2 (3) (2)
*
2 ∫0 Po − pin _1+ 3 ( t ) dt
tc
∆E
(13)
将式（11）代入式（13）可得：
图4 pin=Po时，输入电流中前21次谐波的分布图
∆E =
*
* 2 ∫0 1 − pin _1+ 3 ( t ) dt tc
pin1
Po t
∆E Po
pin2 0 pin4 0 pin6 0 pin8 0 Tline Tline3TlineTline 8 4 8 2 Tline
准中加入三次谐波信号，而三次谐波信号的获取需要从基波信号得来。根据三角函数关系可知： sin 3ωt = 3sin ωt − 4sin 3 ωt 那么有
* * * sin ωt + I 3 sin 3ωt = (1 + 3I 3 ) sin ωt − 4 I 3 sin 3 ωt
(15) 因此： (16)
图8
模拟乘法器电路图
v x v y vz v p ⋅ = ⋅ R1 R2 R3 R4 当R1= R2= R3= R4时，vp为：
(22)
当 I3*=48.4%时，由式(15)可得： sin ωt + 48.4% sin 3ωt = 2.45sin ωt − 1.94sin ωt

一种实用的Boost升压电路

一种实用的BOOST电路0 引言在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计，对于较大的功率输出，如70W以上的DC ／DC升压电路，由于专用升压芯片内部开关管的限制，难于做到大功率升压变换，而且芯片的价格昂贵，在实际应用时受到很大限制。

考虑到Boost升压结构外接开关管选择余地很大，选择合适的控制芯片，便可设计出大功率输出的DC／DC升压电路。

UC3S42是一种电流型脉宽调制电源芯片，价格低廉，广泛应用于电子信息设备的电源电路设计，常用作隔离回扫式开关电源的控制电路，根据UC3842的功能特点，结合Boos t拓扑结构，完全可设计成电流型控制的升压DC／DC电路，且外接元器件少，控制灵活，成本低，输出功率容易做到100W以上，具有其他专用芯片难以实现的功能。

1 UC3842芯片的特点UC3842工作电压为16~30V，工作电流约15mA。

芯片内有一个频率可设置的振荡器；一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构，特别适用于MoSFET的驱动；一个固定温度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器；具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐个脉冲限流控制的PWM比较器，最大占空比可达100％。

另外，具有内部保护功能，如滞后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等。

由UC3842设计的DC／DC升压电路属于电流型控制，电路中直接用误差信号控制电感峰值电流，然后间接地控制PWM脉冲宽度。

这种电流型控制电路的主要特点是：1)输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化，电感电流自动调整而不需要误差放大器输出变化，改善了瞬态电压调整率；2)电流型控制检测电感电流和开关电流，并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较，控制PWM脉宽，由于电感电流随误差信号的变化而变化，从而更容易设置控制环路，改善了线性调整率；3)简化了限流电路，在保证电源工作可靠性的同时，电流限制使电感和开关管更有效地工作；4)电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿，因为，平均电感电流大小是决定输出大小的因素，在占空比不同的情况下，峰值电感电流的变化不能与平均电感电流变化相对应，特别是占空比，50％的不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差，即使占空比<50％，也可能发生高频次谐波振荡，因而需要斜坡补偿，使峰值电感电流与平均电感电流变化相一致，但是，同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度。

大功率充电电源电路毕业设计

目录摘要 (1)Abstract (2)1引言 (3)1.1本设计的目的和意义 (3)1.2大功率充电电源的研究现状 (3)1.2.1现有充电方式的比较 (3)1.2.1.1 恒压充电 (3)1.2.1.2 恒流充电 (4)1.2.1.3 恒压恒流充电 (4)1.2.2现有充电电源的比较 (5)1.2.2.1 线性电源 (5)1.2.2.2 相控电源 (5)1.2.2.3 开光电源 (6)2 系统方案的设计 (7)2.1基本变换器设计 (8)2.2 功率开关器件的选择 (8)2.3 谐振电路的选择 (9)2.4 其他电路的分析 (10)3 主电路的计算分析 (11)3.1 输入滤波电容的设计 (11)3.2 输入整流二极管的选择 (11)3.3 IGBT的选择 (12)3.4 IGBT的保护电路 (14)3.5 开关频率的设计 (15)3.6 高频变压器的设计 (15)3.7 输出整流二极管的选择 (16)3.8 输出滤波电感的设计 (17)3.9 输出滤波电容的设计 (17)4 结束语 (19)4.1 全文小结 (19)4.2 目前存在的不足和今后的工作 (19)参考文献 (20)致谢 (21)附录 (22)摘要充电电源在现实生活中的应用非常广泛，其发展势头迅猛。

大功率充电直流电源在冶金、化工及科研领域的应用，更是以一个惊人的速度在发展。

随着电力电子技术和自动控制技术的发展，尤其是IGBT等新型高频开关器件的出现，使得开关的速度大大提高，关断时间加快，存储时间大大缩短，这样大大提高了开关频率，减少了功率变换器中的变压器体积和重量，以及电感、电容等无源器件的容量，大大提高了功率密度，使得充电电源具有高效化，小型化的特点，得到国内外的广泛关注。

因此，本文针对目前比较热门的大功率直流充电电源的主电路进行研究设计。

本电源采用移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器拓扑。

电源主要由输入滤波电路、三相整流电路、三相全桥逆变电路、高频变压器、谐振电感和隔直电容、输出整流滤波电路等组成。

60W反激式开关电源的设计毕业设计

本科生毕业设计论文题目：60W反激式开关电源的设计姓名：聂亚芬学号：201320060119班级：1320604Z班年级：2013级专业：电子信息工程学院：机械与电子工程学院指导教师：邓文娟（副教授）完成时间：2017年月日作者声明本人以信誉郑重声明：所呈交的学位毕业设计（论文），是本人在指导教师指导下由本人独立撰写完成的，没有剽窃、抄袭、造假等违反道德、学术规范和其他侵权行为。

文中引用他人的文献、数据、图件、资料均已明确标注出，不包含他人成果及为获得东华理工大学或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。

对本设计（论文）的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。

本毕业设计（论文）引起的法律结果完全由本人承担。

本毕业设计（论文）成果归东华理工大学所有。

特此声明。

毕业设计（论文）作者（签字）：签字日期：年月日本人声明：该学位论文是本人指导学生完成的研究成果，已经审阅过论文的全部内容，并能够保证题目、关键词、摘要部分中英文内容的一致性和准确性。

学位论文指导教师签名：年月日60W反激式开关电源的设计聂亚芬60W Flyback Switching Power Supply DesignYafen Nie2017年05月30日东华理工大学毕业设计摘要摘要电源技术是当代科技的重要组成部分，无论是在日常生活还是尖端科技中，电源技术都扮演着一个重要的角色。

我们常见的电源有两类，分别为线性稳压电源和开关电源，但由于开关电源具有体积小、重量轻、低功耗等优点，它已经逐渐取代了线性稳压电源的地位，并且成为了电子计算机、家电、通讯等各个行业的主流产品。

而其中反激式开关电源电路较为简单，成本也相对低廉，市场应用范围更广，所以相对来说更具有研究意义。

此次课题是面向小型工控企业设计的一款高效开关电源，采样反激式拓扑，结合使用了安森美的NCP1253芯片进行功能设计，得到一款输出为60W/12V的反激式开关电源。

boost升压电路(论文)

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( 电力电子技术} 0 0年第 2期 202 0 . 004推挽隔离式 B O T变换器的分析与研究 O S/ A a sadR sac IP s—u o tdB s 0 vr r n l n eerhO uhp l I l e O. T c n et Ⅷi 1 ls a e/挥戢鞴釉加f摘要: 研究了推挽隔离式 B OS O T变换器. 论上分析了连续模式下的推挽隔离式 BX S 理 () T电路的一些主要性质.理论和实验都表明, 在低电压输入 , 较大功率输出的变换器中. 该电路具有实用意义.Ab ta t Ths p p rd s r e h e ~r h o u h p l ioa e OOS c n e r f m c u p l a in o f sr c : i a e e ci s t e rs c fp s - u l s ltd B b T x v ~e r 3 o a t M a pi t S me o c o i ot n r p r i n p o o e ~ r e Ll r i g i e u n e - te & e a My e e r n x e i n ~ r s l mp ra t o e t s o r p s d 3 v r -wo kn n s q e c d p tr r n z d Th o y a d e p r p e l c a n me t e u t s1 引言() t～t 时间内,2时刻 V 3在 2 3 t 2再次导通 ,目前讨论较多的" 高频链 " 技术 _或高频隔离技储存能量 . 1 () t～f 时间内,3 4在 3 4 t 时刻 V 截止 ,】 u 1 e与术_ 都是通过前级高频隔离变换及变压器按一定 2, 2 _通过初级线圈 N 向次级传递能量 . 2 的匝比来满足后一级的解调输出电压的需要 .有叠加 , 整个工作过程是 : 存储能量一升压向变压器时, 在输入电压较低 ( 比如航空标准电源是 2 V) 功 7 ,率输出较大情况下 , 如果按 B K…变换器设计前次级输出传递能量一存储能量一升压向变压器 UC 级, 则初级开关器件的电流应力很大 , 开关电流冲击次级输出传递能量 .及开关损耗也较大 , 效率难以提高 .本文就是针对这种情况研究推挽隔离式 B O T变换器的一些性 O S质.f a )() b2 原理电路图 1 推挽隔离式 B OS 变换器的原理图. 是 O Tf) c为了求解方便 , 次级输出为直流 . 它与推挽隔离设式 B K 变换器不同的是多了一个升压电感 . UC图 2是开关管 v的驱动波形 , B K变换器与 UC不同的是, 两管驱动渡形占空比 D 都大于其5% . 0 一有一段公共导通部分 .图 2 主要波形3 简要理论分析以下分析均指流过 L 岫的电流连续的情况.3 1 电压增益 .图 1 原理电路由文献 [ ] 1及图 2可知 , 在储能阶段 , 占空其比为 :D2 D 一1 =2 () 1其工作原理是 : () 1 在 o 1 间内. V 均导通 .后面的～时 V 2分析将表明. 这段时间内变压器初级相当于短路 ,储能.电流连续时,△ l=l 且△与△ 2 l l △ 2, J 分别为 :=( ) t～f 时间内,1 2在 2 t 时刻截止 . 两端产生的感应电势与 u 叠加 , 通过初级线圈 N 向次级传递能量.Ai = 2譬 T( 1一D) T( 2 】() 3( 电力电子技术) 00年第 2期 20 式中 U 0 ——次级直流电压折算到初级时的半均电雎2 0 . 00 4L2 M L 代 ^ 式 ( J : 9得.等效电路如图 3 所示 , a 由式 ( ) ( ) 1 i i 2 ,3 及 A i = J il 2得到 : A U' o M ==( : )+f. f+ (. ) +f 1 + ) ( 0 1)1=() 4则初级电压与输出电压的增益为 :M : U. () 5由图 3 及关系式 U = U.( a 0 2 1一D) 得变压器初可级在传递能量时间内的峰值电压为 :Up = = () 6一z( ) 2f =f f+ 一f (. ) ( . ) r+由换路定理 :,( + =f (. ) 1 ) 2 + =10 + = 1f L( . )～( 1 1)() f: 加 )+In变压器次级线圈两端的峰值电压为 :) ( . ):(] 7图 3 在 t～t 时间内的等效电路 , 是 1 2 图中 R 为次级折算到初级的等效电阻, t 时刻 , 2 止, 设 l v 截 v 继续导通, 电路方程为 : 1 得图 3 B O T工作等效电路 O S加百( x U I- sL +~i( ) 2 ￡ =0式中 r =L/ R> 1 3 )3 2 初级工作电流电路工作过程分为两段 , 3 图 b为 0 t 时间～ 1内的等效电路 ( V1V 均导通 )设在￡时刻 u0 即 ,2 , 0导通 , 可得电路方程为 :(t + dt = u i j当开关周期远小于电路的电磁常数时, 1) 式(3写为 :L( ) t ) 一( 一U / f :i =f ( f .R )≤ 1(4 1)i( ) 2 t :od + dt = U . f1+ ' = 0… () 8根据式 (2,1 ) 1 )(4 得及 v1v2 电流变化曲 , 的线如图 2 , d所示. c2i i i 2= i L式中审. o =L iL ( l = LQ +L1 l ) 一肼 233 几点结论 . () 1 由式( ) 知变压器次级脉冲方波幅度随 D 5可变化 , 越大,D 脉冲越窄 , 出幅度越高, 输其输出功率审2 ( L∞ +L )z 2 i —Mi 1L-L ——变压器初级电感 ,z L j L.——初级蒲感 o, 2M ——互感系数按 fNj ][ .( 一 ] / [ N.· U/ 1 D) I R调节. ()UC 2 B K变换器的管峰值电流可用下式计算 :f P U. ) j( D ( D<05 ) (5 1) B OS O T变换器的开关器件的峰值电流可用下式计算 :f :[ 0 ( ) ( 一D) p P / U D ]1式中 P ——输出功率 o～设变压器严格对称绕制 , L =L =L, o = 即 1 2 L 1 L =LQ将上述参数代入式( ) : m , 8得.2 o+ L q十 L一 M ( L ～¨0 + , ) )一 .( D>0 5 .)( 6 1)2咎 ( 0 , ) L L …. ' 0 QLM …十十一 , 0 . 十2 0+ L 一 ,' 一 j — ! Q 十 L 一 M + I( . 一 I(. ) L t一) 1t+ O , 0() 9效率所以 ,O T变换器开关器件的电流应力要小 B OS 于 B K 变换器的开关应力 . UC() 3 由式 (2 可以看出, 1) 当开关管 v , 都导 1 又假定变压器是理想的, 为紧耦合 , L =0 L. 通时, 且即 , 变换器初级相当于短路 . 它是因为 L , 产 1k 推挽隔离式 B OS O T变换器的分析与研究2 v, =5 7 L. mH, 4 图 a为 Vlv2 开关管的电流渡 , 两生的磁通在磁路中相互抵消造成的. () 4 由图 2 ,d可以看出 , c2 开关管 v1 的开通形 , 图中可以看出两开关管工作在 B O T 升压 , 从 O S 冲击电流较小. 和推挽输出两种不同的状态时开关管电流应力分配4 实验结果图 4是所研制的某航空电源的实验波形 .状态 .图 4 的下图波形为电感工作在连续状态 b中下电流渡形. 上图是对应的一个开关管的电流波形, 图中可以看出. 从电感中的电流在开关管中得到了平均分配 .与图 3中理论分析的电流波形基本一5 格 mu致.参考文献5A/ 0 格1 李晓帆. 李善忠差频式高频链逆变电路华中理工大学学报 .9 82 (2 :0 5 19 .6 1 )5 ～52 张胜发 . P S wM 高频调制电路 [ 硕士论文空军雷达学院 .94 19 .5A 格 0/3 张占橙. 频开关稳压电源广州 : 东科技出版社, 高广19 9210 / 5A~r4 张占松, 蔡宣三开关电源原理与设计北京 : 电子工业出版社收稿日期 :990 — 1 9 .601图 4 实验波形主开关管采用 I B , 作频率为 2 k z U G T工 0H .作者简升范植 : 1 7 年 4月生 , 士研究生 . 研究方向为电力电于技采及电力拖动 . 男, 9 1 硕定稿日期 9 9 1 —0 1 9 —1 1( 接 1 上 4页)经实测 , 采用带饱和电感的移相全桥零电压开关P WM 变换器和采用传统电路时的整机电源在 2 %负载和 10 0 0 %负载时的效率如下表所示衰 1 整机电源效率() 5 由于饱和电感的饱和电流值不可能为零 . 空载时饱和电感没有进入饱和状态 , 电感量很大 , 滞后桥臂和超前桥臂开关管均处于硬开关状态.参考文献负载2 0%带饱和电感8 8% 6.传统电路83. 4%l Hu G. Ch . An I r v d F l B ig Z r - l g - a mp o e ul rd e - eo Vo t e a S th wi e PW M o v r e ig a S t r b eI d c o EEE cd C n e t rUsn a u a I n u t r I 1 0% 08 3 8. %8 8 5%5 结论T a o . . 9 3 8 4 : 3 ～5 4 r ~ nP E. 1 9 . ( ) 5 0 3 r2 h .G ae eo Vot eTrn io J Br g C oJ G I BT b sdZ r [ g a s in Fl1 i e a t 1 d PW M o v re o g o r Ap l a in I o C n et r fr Hi h P we p i t s EE Prc c o 与传统电路相比, 带饱和电感的移相全桥零电压开关 P WM 变换器有以下几个特点 : ()0 12 %负载时, 滞后桥臂和超前桥臂可实现零电压开关, 提高了效率 .Eet P w rA p 1 9 . 4 ( )4 5 8 . [ r o e p 1. 9 6 1 3 6 :7 ～4 0 c3 S ts JHa d a An lssa d De in o au a 1 Re co ao h me . a i n sg fa S t r 1 e y 0 atrA~i e S f—wi hn F lB ig DC/ C C n etr s d otS t ig ul rd e t c - D o vre I EE TrT . E . 9 4 9 3 :0 E a1 P s 1 9 . ( ) 3 9～ 3 7. 14 Ch .G .Z r- otg n oJ e V l ea d o a()0 %负载时, 2 10 占空比损失与 2 %负载时相 0 同, 并没有因为软开关范围的扩大而增加占空比损失.Bi e W M net o g o r p lai s IE r g d P o C vr ~f e r hP we A pctn E E i o Trm . , 9 6 1 ( ) 6 2～ 6 7. a P E 1 9 . 1 4 :2 2() 3续流期间环流能量大为减小.() 4 大大减小了次级二极管上由于初级电感和收稿日期 :9 90 — 1 1 9 —70 定稿日期 :9 91 —8 1 9 .2 2二极管结电容引起的寄生低频振荡 .作者简介李剑 : . 9 5 9月生 . 士生. 研究方向为电力电于与电力传动 . 17 年硕1。

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4.1PWM控制芯片SG3525 ............................................................. 错误！未定义书签。

4.2控制电路原理............................................................................. 错误！未定义书签。

五、驱动电路设计......................................................................................... 错误！未定义书签。

所以，升压斩波电路也可以认为是直流升压变压器，升压斩波电路的应用主要是以Boost 变换器实现的。

升压斩波电路的典型应用有：一、直流电动机传动，二、单相功率因数校正（Power Factor Correction PFC ）电路，三、交直流电源。

直流升压斩波电路的应用非常广泛，原理相对比较简单，易于实现，但是，设计一个性能较好变压范围大的Boost 变换器并非易事，本设计的目的也就在于寻求一种性能较高的斩波变换方式和驱动与保护装置。

1.2 实现方案本设计主要分为五个部分：一、直流稳压电源（整流电路）设计，二、Boost 变换器主电路设计，三、控制电路设计，四、驱动电路设计，五、保护电路设计。

直流稳压电源的设计相对比较简单，应用基本的整流知识，该部分并非本设计的重点，本设计的重点在于主电路的设计，主电路一般由电感、电容、电力二极管、和全控型器件IGBT 组成，主电路的负载通常为直流电动机，控制电路主要是实现对IGBT 的控制，从而实现直流变压。

主电路是通过PWM 方式来控制IGBT 的通断,使用脉冲调制器SG3525来产生PWM 的控制信号。

设计主电路的输出电压为75V ，本设计采用闭环负反馈控制系统，将输出电压反馈给控制端，由输出电压与载波信号比较产生PWM 信号，达到负反馈稳定控制的目的。

L DCR VLi i u ou +-+-Otgu OtL i maxL i minL i Tont图1-1 原理框图二、直流稳压电源设计2.1电源设计基本原理在电子电路及设备中一般都需要稳定的直流电源供电。

这次设计的直流电源为单相小功率电源，它将频率为50Hz 、有效值为220V 的单向交流电压转换为幅L DCR VLi i u ou +-+-Otgu OtL i maxLi minL i Tont值稳压、输出电流为几十安以下的直流电压。

其基本框图如下：图2-1直流稳压电源基本框图图2-2 波形变换2.1.1变压环节由于直流电压源输入电压为220V 电网电压，一般情况下，所需直流电压的数值远小于电网电压，因此需通过电源变压器降压后，再对小幅交流电压进行处理。

变压器的电压比及副边电压有效值取决于电路设计和实际需要。

2.1.2整流环节变压器变压器副边电压通过整流电路从交流电压转换为直流电压，即将正弦波电压转换为单一方向的脉动电压，半波整流电路和全波整流电路的输出波形如上图所画。

可以看出，他们均含有较大的交流分量，会影响负载电路的正常工作；例如，交流分量将混入输入信号被放大电路放电，甚至在放大电路的输出端所混入的电源交流分量大于有用信号；因而不能直接作为电子电路的供电电源。

应当指出，图中整流电路输出端所画波形是未接滤波电路时的波形，接入滤波电路后波形将有所变化。

2.1.3滤波环节为了减小电压的脉动，需通过低通滤波电路滤波，使输出电压平滑理想情况下，应将交流分量全部滤掉，使滤波电路的输出电压仅为直流电压。

对于稳定性不高的电子电路，整流、滤波后的直流电压可以作为供电电源。

本设计采用LC滤波电路，这种电路具有较强适应性，带负载能力较强。

二极管的导通角较大，整流管的冲击电流较小。

2.1.4稳压环节虽然整流滤波电路能将交流电压变换成较为平滑的直流电压，但是，一方面，由于输入电压平均值取决于变压器副边电压的有效值，所以电网电压波动时，输出电压平均值也随之产生；另一方面，由于整流电路内阻存在，当负载变化时，内阻上的电压将产生变化。

因此，整流滤波电路输出电压会随着电网电压的波动而波动，随着负载电阻的变化而变化。

为了获得稳定性好的直流电压，必须采用稳压措施。

2.2稳压电源总电路设计2.2.1总电路图U1+-D DzR3R2R1A+-R+-CLT+-Rl 图 2-3稳压源主电路2.2.2电路工作原理变压电路将220V市电经过电源变压器降压后，变成15V左右的低幅交流电。

再通过整流电路将交流电流整流，将正弦波电压变成单一方向的脉动电压。

然后通过LC 滤波电路滤波，是输出电压平缓。

最后通过稳压电路稳定输出电压，采用具有放大环节的串联型稳压电路稳定输出电压，该电路可调节输出电压，集成运放工作在深度负反馈，输出电阻趋于零，因而电压相当稳定。

2.2.3直流稳压电源的相关参数对于直流稳压电源的设计，要考虑到其中几项重要参数，如输出电压，输出电流的平均值，以及脉动稳定系数等。

对于输入电压，稳压管和限流电阻的选择也是不可忽视的。

在此章节对其进行相关计算和总结。

（1).输出电压平均值就是负载电阻上电压的平均值)(AV O U 。

)(AV O U =⎰π2π212U sin ωtd(ωt)推导计算得)(AV O U =π22U ≈0.452U 负载电流的平均值)(AV O I =LAV O R U )(≈LR U 245.0将整流输出电压的基波峰值M U 01与输出电压平均值)(AV O U 之比定义为整流输出电压的脉动系数S ，即可得出：S=M U 01/)(AV O U则单项桥式整流电路，输出电压的平均值)(AV O U =⎰π2π12U sin ωtd(ωt) =π222U ≈0.92U由此推出输出电流的平均值 )(AV O I =LAV O R U )(≈LR U 29.0（2)滤波电路输出电压平均值)(AV O U =)41(22CR TU L -由此可推出脉动系数)14/(1-=TCR S L（3）对于任何稳压电路，均可用稳压系数rS 和输出电阻0R 来描述其稳压性能。

rS 定义为负载一定时稳压电路输出电压相对变化量与其输入电压相对变化量之比，即==L R Ir U U S |/ΔU /ΔU I 00常数=∙=L R |ΔU ΔU U U I001常数r S 表示电网电压波动的影响，其值愈小，电网电压变化时输出电压的变化愈小。

式中I U 为整流滤波后的电流电压。

稳压电路输入电压I U 的选择一般选取I U =（2~3）0U0R 为输出电阻，是稳定电路输入电压输入一定时输出电压变化量与输出电流变化量之比，即0ΔI ΔU =R0R 表示负载电阻对稳定性能的影响。

三、Boost主电路设计3.1Boost电路工作原理当开关S在位置a时，如图5所示电流iL流过电感线圈L，电流线性增加，电能以磁能形式储在电感线圈L中。

此时，电容C放电，R上流过电流Io，R两端为输出电压Vo ，极性上正下负。

由于开关管导通，二极管阳极接Vs负极，二极管承受反向电压，所以电容不能通过开关管放电。

开关S转换到位置b时，构成电路如2(b)所示，由于线圈L中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保持iL 不变。

这样线圈L磁能转化成的电压VL与电源Vs串联，以高于Vo电压向电容C、负载R供电。

高于Vo 时，电容有充电电流；等于Vo时，充电电流为零；当V o 有降压趋势时，电容向负载R放电，维持Vo不变。

DC BRCLDQVini L i Oi C图 3-1 升压斩波电路3.1.1各元器件功能Q开关管IGBT。

D截流二极管,在Ton时防止C中电路流过Q。

L升压电感，起储能及电压提升作用。

C输出滤波电容，起储能作用。

3.1.2工作原理Q D L C Q导通时截止，防止Vc作用于Q自感电动势与Vin相反,随i L值上升L储能增加放电Q关闭时导通，使V in和L之叠加的高电压作用于C及负载自感电动势与Vin相同并叠加升压作用于C与负载,随i L值下降L释放能量充电注：该电路不能空载，否则会因L 上积累的能量不能消耗而导致开关器件损坏。

3.1.3 电路各点波形tttttV o-V inV o v Li D i Qi Lv beToffTonV inV inTonv be i L i Q i D v LV o -V inV ottt ttToffI Lmax I LmaxI LmaxI LmaxI LmaxI LminI LminI LminI Lmax电感电流连续电感电流不连续3.1.4电感电流连续与不连续之分析（1）特性比较项目电感电流连续电感电流不连续出现条件L 及P O 值适当，在Q 导通前L 中仍有能量存在 I L i <1连续状态2SL 值过小或P O 过小，在Q 导通前L 中有能量已完全释放。

I L i >1不连续状态2S输出电压纹波小大（须较大C 值方能减小）输出电流纹波小大（须较大C 值方能减小）电感电流连续脉动不连续同P O 时i L 峰值小大电压增益MV S O V M==1-D 1'D D+='D IOS I M=V O S V ==M=1+2DD '2/2D 21+≈2D 12+（D ’为二极管导通占空比,）3.1.5主电路参数分析主电路中需要确定参数的元器件有IGBT 、二极管、直流电源、电感、电阻值的确定，其参数确定过程如下。

（1）对于电源，要求输入电压为10-30V ，且连续可调。

其直流稳压电源模块的设计已在前面完成。

所以该直流稳压电源作为系统电源。

（2）对于电阻，因为当输出电压为75V 时，输出电流为0.1-1A 。