脑电信号采集系统的实现

二阶双二次 BPF 快速实用设计公式为：
R1=(1.592*Q/G)*K
--------------(1)
R2=(1.592*Q)*K
R3=R4=1.592*K
由（[1] p106 表）可选择归一化电容 C，标定系数 K=100/(f0*C)
（1）α波（8-12Hz）中心频率为ω0=2π*10Hz,带宽Δω为 2π*4Hz, 用纹波为
取： 0.224097735*ω0*s* As1
A1(s)=--------------------------ω02+0.224097735*ω0*s+1.320237998s2
0.169740406*ω0*s* As2 A2(s)= -----------------------------
ω02+ 0.169740406*ω0*s+0.75743919s2
地址总线
1．高阻差分电路： 由于人体本身就是一个高阻，因此采集接受脑电波的放大器必须是高输入阻
抗放大器。 由于差分放大器是微电压放大器的前级，对共模抑制比及温漂等参数的要求非常 严格。本级运放采用美国产的 OP-07 作为主放大芯片，以降低其运放本身的噪 声信号，并要求 Rf1/R1 与 Rf2/R2 须严格相等才能防止共模信号的窜入。考虑各电 阻有一定的误差，故采用微调 Rf2 的方法实现。
K=100/(f0*C)=100/(50*1)=2,由[文献 6]用 0.1db 四阶双二次级联切比雪夫带阻 滤波器设计,纹波很小，基本不影响原始脑电信号的幅度。同时实现通带内增益 G 为 10,Q=ω0/Δω=10,查表可得各元件值：
R1=K*45.407/G=9.0814kΩ,R2=K*45.407=90.814kΩ,R3=K*1.625=3.25kΩ, R4=K*1.592=3.184kΩ,R5=K*1.625=3.25kΩ,R6=K*1.592/G=0.3184kΩ, R7=K*1.559/G=0.3118kΩ. R1’=K*43.553/G=8.71kΩ,R2’=K*43.553=87.106kΩ=,R3’=K*1.559=3.118kΩ, R4’=K*1.592=3.184kΩ,R5’=K*1.559=3.118kΩ,R6’=K*1.592/G=0.3184kΩ, R7’=K*1.625/G=0.325kΩ.
能对直流以及低频信号进行完全准确的测量。 反馈式对称温度补偿的具体措施,取得了很好的温度补偿效果。电位器ＲＰ可 改善电路的非线性,其作用是为了消除同类型光耦器的分散性,使两光耦器获 得更好的对称性;二极管ＤＶ是用于保护光耦器的发光二极管免受负过压的 影响。Ｖ1 构成稳定电路的反馈通路;Ｖ2 实现输入和输出两部分的电隔离和 信号的传输。两光耦器的发光二极管虽未直接串接在一起,但分别处在两条完 全对称的并联支路中,因而,两发光二极管中的电流完全相等。这样,温度变化 对输出耦合部分的影响,也同样改变了反馈量,从而保证了电路的增益恒定不 变。调整Ｒb 能改变运放Ｎ1 的同相端电位,即光耦器的静态工作点,使其处在 最佳线性区域;调整Ｒz 使输入为零时输出Ｕo 为零电平;Ｒg 可改变整个电路 的增益。两点:一是光耦器的线性工作范围较窄,且随温度变化而变化;二是光 耦器共发射极电流传该电路的电压增益为: A=(Ｒ2+Ｒ3)·ＲＧ/Ｒ1Ｒ3 。电路 图如下：
地之间，过高的共模电压不仅会影响测量精度，而且可能烧坏仪用放大器。用光 电耦合或变压器耦合传递信号。隔离放大器有如下显著特点：
① 保护数据采集系统使其不会被高共模电压损坏。 ② 由于隔离放大器的输入部分是完全浮置的，无须对输入端提供偏流电阻，
因而没有偏流引线，泄露电流很小，解决了噪声拾取问题。 ③ 由于输入断到公共断的电容和漏电导很小，具有非常高的共模抑制能力，
增益高（即 G 高）且能稳定工作。但是，当 Q 大，G 高时，BPF 的稳定性和可靠 性下降。现象一是：BPF 容易自激；其二是，通带增益不稳定。当环境温度变化，
R、C 值均在变化，影响中心频率。
一般电容具有负温度系数，电阻具有正温度系数，但很难实现完全匹配。制
作高阶 BPF 的经验是；①通带增益不宜太大；②Q 值不要太大；③第一级采用仪
Q1=Q2=5.127299032 ω01=ω0/(1.320237998)1/2=8.703098342*2π ω02=ω0/(0.75743919)1/2=11.490161*2π
由|A(jω0)|=10，令|A1(jω0)|=101/2 ,|A2(jω0)|=101/2 G1=|As1|=5.515497054, G2=|As2|=5.51497076
3．截止频率ω0 为 100Hz 的低通滤波器设计： 该滤波器的截止频率为ω0=2π*100Hz, 通带内增益 G 为 10。因为巴特沃夫滤
波器具有通带内尽可能平坦，基本不影响原始脑电信号的相对关系的特点,用四 阶双二次级联巴特沃夫低通滤波器设计[文献 6]。
取 C=0.1μF,则 K=100/(f0*C)=100/(100*0.1)=10。查表[文献 6，p65]可得各 元件值：
1+1.3614p+1.3827p2
0.224097735*p* As1
0.169740406*p* As2
p=s/ω0
A(p)==---------------------------* ----------------------------- ==========Î
1+0.224097735*p+1.320237998p2 1+ 0.169740406*p+0.75743919p2 ω0=2π*10Hz
0.5db 的四阶切比雪夫带通滤波器实现，边沿下降很快，通带波动又很小, 基本
不影响原始脑电信号的幅度。由[文献 5]查 0.5db 二阶低通 a=1.3614,b=1.3627.
转换为四阶高通，再分解为两个带通的级联。
A1
p=(p+1/p)/ΔΩ
A(p)=------------------ ==============Î
α波 带通 β波 带通
采样 保持
采样 保持
采样 保持
采样 保持
采样 保持
采样 保持
程序控制 放大器
程序控制 放大器
程序控制 放大器
程序控制 放大器
程序控制 放大器
程序控制 放大器
程序控制 放大器
程序控制 放大器
程序控制 放大器
MUX
微
多
路
选
择 开
机
关
ADC
接
口
脑电信号采集系统的总体框图
数据总线
地 址 译 码 器
脑电信号采集系统的实现
王朝晖 SA99023011
摘要：本文通过对脑电信号的特点和环境噪声的分析，设计了一种微电压放大器，该电路对 去噪和对α波，β波选频精度很高。通过用数字滤波器分析，结合经模拟滤波器选频输出的 低频信号进行比较，调整α波，β波选频的中心频率。该种设计稳定可靠。
许多种类的微弱信号用普通的测量仪是很难测出来的，例如人的脑电、肌电 信号等。因为脑电信号的电压幅值很小，只有 5～150μV,频率低至几十赫兹以下, 这些信号极易被外界干扰信号淹没。另外,脑电信号的输出电流也及其微弱,不能 用低输入阻抗放大器处理.因此，为放大这类信号，必须采用高放大倍数、高输 入阻抗的放大器进行采集放大。但仅考虑高放大倍数、高输入阻抗还不能有效地 将脑电波采集输出，还应考虑信号的作用，因为有些干扰信号的幅值已大于或接 近于脑电、肌电幅值，如果放大器没有足够高的信噪比,也很难将脑电、肌电等 有用信号采集到。所以这种微电压放大器不仅要考虑它的放大倍数,还要考虑它 的干扰能力。
R2
R3
R5
R7 R4
Vi Vo
R1
R4
R6
祛除 50Hz 工频信号的带阻滤波器
R4
R4 R3
R2
R1 Vi
C R4
R4’
R
Vo
截止频率ω0 为 100Hz 的低通滤波器
5．α波，β波的带通滤波器的设计： 在实际设计中，总希望 BPF 具有良好的选择性（即 Q=w0/B 值大），通带内的
由[文献 6]用两个 0.1db 四阶双二次级联切比雪夫带阻滤波器设计,纹波很小， 基本不影响原始脑电信号的幅度。
第一级：取 C=1μF,则 K=100/(f0*C)=100/(8.703*1)=11.49,G1=5.515497054,
Q1=5.127299032,由[文献 1,p115]用二阶双二次 BPF 实现， R1=(1.592*Q/G)*K =(1.592*5.127299032/5.515497054)*11.49=17 kΩ R2=(1.592*Q)*K=97.462 kΩ R3=R4=1.592*K=19 kΩ 第二级：取 C=1μF,则 K=100/(f0*C)=100/(11.490161*1)=8.703098242,G2=5.51497076, Q2=5.127299032,由[文献 1,p115]用二阶双二次 BPF 实现， R1’=(1.592*Q/G)*K =(1.592*5.127299032/5.51497076)*8.703098242=12.881kΩ R2’=(1.592*Q)*K=71.04kΩ R3’=R4’=1.592*K=13.855 kΩ
0.224097735*ω0*s* As1
0.169740406*ω0*s* As2
A(s)==---------------------------* -----------------------------
ω02+0.224097735*ω0*s+1.320237998s2 ω02+ 0.169740406*ω0*s+0.75743919s2
本文设计的脑电信号放大器将信号（0--200μv）放大到 0—1v 左右，放大倍 数能达到 76dB。