自制手机屏蔽器课件

自制手机信号屏蔽器

The cellphone signal shields of the machine

摘要

当今世界已经进入到飞速发展的信息时代，而在这信息时代中，通信特别是移动通信是发展最快的产业。手机已经成为人们日常生活中必不可少的通信设备。为了防止某些人利用手机从事某些违法的行为，或者在某些不准许使用手机的地方切断手机的使用，本文设计的是一个针对GSM手机发射信号的屏蔽器。论文首先阐述GSM移动通信系统的特性、频段分配、功率控制等知识,而后对屏蔽器的各部分电路进行设计。

众所周知，目前的手机信号几乎是无处不在，所有的电器设备都是在其包围之中，在没有使用手机时这种包围着的信号对其它电器设备的干扰是微乎其微的。这是因为，在不使用手机时就没有手机与基站的数据交流，也就不可能形成突变的信号，电器设备的干扰几乎近与零。而在使用手机时就有了手机与基站的数据交流，也就产生了随机的突变信号，使电器设备周围形成一个动态的电磁场，这种动态的电磁信号会感应出突变的干扰信号，容易造成电器设备的功能紊乱。

手机信号屏蔽器所发出的无疑也是一种电磁信号，而这种电磁信号永远没有任何设备与其进行数据交流，也就永远无法形成突变信号，换言之这种信号永远处在相对静止的状态下。手机信号屏蔽器的使用将随机的突变信号转变为相对静止的信号。从而从根本上解决了手机对其它电器设备的干扰。

关键词：GSM，屏蔽，三角波发生器，压控振荡，射频功放。

目录

摘要 (2)

Abstract ................................................................................................... 错误！未定义书签。目录. (3)

第一章引言 (5)

1.1概述 (5)

1.2 移动通讯原理简介 (5)

1.2.1 GSM数字移动通信发展史 (5)

1.2.2 GSM通信系统 (7)

1.2.3 GSM关键技术 (8)

1.3手机信号屏蔽器原理简介 (9)

第二章三角波发生器的设计 (10)

2.1 非正弦信号产生电路简介 (10)

2.1.1 比较器 (10)

2.1.1.1 单门限电压比较器 (10)

2.1.1.2 迟滞比较器 (11)

2.1.2方波产生电路 (11)

2.1.3锯齿波产生电路 (12)

2.1.3.1电路组成 (12)

2.1.3.2 门限电压的估算 (13)

2.1.3.3工作原理 (14)

2.2 三角波发生器的设计 (15)

2.2.1 电路设计 (15)

2.2.2 参数计算 (15)

2.2.2.1 三角波幅度的计算 (15)

2.2.2.2三角波频率的计算 (15)

第三章压控振荡器的设计 (16)

3.1 频率控制引言 (16)

3.2 振荡器原理 (16)

3.2.1 正弦波振荡器 (16)

3.2.1.1 反馈振荡器的工作原理 (16)

3.2.1.2 LC正弦波振荡器 (16)

3.3压控振荡器的设计 (19)

3.3.1变容二极管简介 (19)

3.3.2变容二极管振荡器电路 (20)

3.3.3电路设计 (20)

3.3.4 参数计算 (21)

第四章射频功率放大器的设计 (21)

4.1功率放大器简介 (21)

4.3高频功率放大器 (22)

4.2.1概述 (22)

4.2.2谐振功率放大器 (22)

4.3射频功率放大器的设计 (23)

4.3.1 电路设计 (23)

4.3.2参数计算 (24)

总结 (25)

致谢 (26)

参考文献 (27)

附录A1.1 (28)

附录A1.2 (29)

第一章引言

1.1概述

移动电话在全球范围的普及应用，极大地推动了世界各国在政治、经济、军事、科技和文化等方面的整体发展，作为信息化社会标志的手机已逐渐成为人们日常生活和工作中不可或缺的工具之一。

在此类通信产品日益普及并给我们带无比便捷的同时，我们也应看到，伴随着手机的无限制地使用，手机制造的噪声污染也变得愈来愈严重。例如，在会议室、法庭、剧场、图书馆、医院、学术报告厅、教室等公共场所，由于手机的随意使用，破坏了其原有的安宁、严肃气氛，影响干扰了某些活动的正常进行，在某些特殊行业的特殊场所，如石油化工等单位，由于违规使用手机而引发灾害的情况在近年的新闻与报纸上也频频出现。

而且，由于手机而可能导致国家重要信息的泄露已经为世界各国所认识，不少国家已有相关的方法及法律明确限定了某些重要部门与重要人物使用手机等无线通信设备，以维护国家的利益。我国政府对此类事件也给予了足够的重视，并由国家领导以法律的形式颁布与实施，尤其是在某些要求信息高度保密的重要场所，如政府机关办公地、军事作战指挥机构、银行/证券等金融中心、考场等地，常会发生有人有意或无意地通过手机将重要的政治、商业、军事、民用等机密信息泄露出去，而境内外的敌对势力为窃取我相关情报，长期对我重要部门、人物的手机进行卫星定位及通话内容监听，此类情况应成为政治、经济、军事生活中不可忽视的重大问题，危害政治、军事、经济甚至危及国家安全，此类事件日渐增多，有必要引起大家的关注和重视。

此外，不少犯罪分子采用手机或其它移动通信设备等高科技从事犯罪活动是近年来逐渐出现的一个新问题，如利用手机，寻呼机等大众通信设备遥控炸弹的起爆，实施犯罪活动，已成为越来越多犯罪分子的使用手段，由于此类破坏活动比较隐蔽，防范起来非常困难，并给相关公安办案人员带来极大的危险性。

移动电话屏蔽器（又称手机屏蔽器/仪，手机信号切断器，会场净化仪等）的出现有效地解决了上述问题：它产生特定的电磁信号，同时覆盖GSM两频段、CDMA一个频段的三个主要频段(部分地区与特殊需求用户可加入小灵通和BP 机)，限制了手机在某些特定范围内的使用（如10—40米的范围内，以免对其它非屏蔽区产生影响），安装移动电话屏蔽器，既可以净化环境，预防泄密与犯罪事件发生，同时对于维护祖国安全、保护人民生命财产都具有重要意义。

1.2 移动通讯原理简介

1.2.1 GSM数字移动通信发展史

移动通信的主要目的是实现任何时间、任何地点和任何通信对象之间的通信。从通信网的角度看，移动网可以看成是有线通信网的延伸，它由无线和有线两部分组成。无线部分提供用户终端的接入，利用有限的频率资源在空中可靠地传送话音和数据；有线部分完成网络功能，包括交换、用户管理、漫游、鉴权等，构成公众陆地移动通信网PLMN。从陆地移动通信的具体实现形式来分主要有模

拟移动通信和数字移动通信这两种。从移动通信的具体表现形式来看，陆地移动通信（PLMN）占有绝对的地位，是整个移动通信领域中的主要内容。

移动通信系统从40年代发展至今，根据其发展历程和发展方向，可以划分为三个阶段：

1．第一代——模拟蜂窝通信系统

70年代末，在蜂窝组网技术的基础上第一代蜂窝移动通信系统孕育而生，开创了蜂窝移动通信系统商用化的先锋。第一个蜂窝系统AMPS（高级移动电话业务）在1979年美国芝加哥成为现实。这一阶段其它的制式还有英国的TACS、北欧的NMT。

第一代通信的特点是以频分多址技术FDMA和模拟调制（FM）为特征，话音传输为模拟信号。主要特征表现为频率利用率低、容量小、无统一的国际标准、设备相当复杂、费用较贵、需要一定的保护频带、无十分有效抗干扰抗衰减的措施、话音质量不高、安全性差，易于被窃听，易做“假机”等缺陷，并且用户数受到一定的限制，无法承担非语音业务和数字通信业务，随着业务的发展，已无法满足市场的需求。这些致命的弱点妨碍其进一步发展，因此模拟蜂窝移动通信逐步被数字蜂窝移动通信所替代。

2．第二代——数字蜂窝移动通信系统

由于TACS等模拟制式存在的各种缺点，90年代开发出了以数字传输、时分多址和窄带码分多址为主体的移动电话系统，称之为第二代移动电话系统。代表产品分为两类：

（1） TDMA系统TDMA系列产品的最大特点是采用时分多址技术并配合频分多址实现移动通信功能。其中比较成熟和最有代表性的制式有：泛欧GSM、美国D-AMPS和日本PDC。上述三种产品的共同点是数字化、时分多址、话音质量比第一代好、保密性好、可传送数据、能自动漫游等。但三种不同制式各有其优缺点，PDC系统频谱利用率很高，仅在日本本土使用，D-AMPS系统容量最大，但设备复杂，而GSM技术最成熟，以OSI为基础，技术标准公开，被全世界各地普遍采用。

（2） N-CDMA系统码分多址（CDMA）无线技术是继GSM等数字通信技术之后，发展起来的一种新型数字蜂窝区技术。N-CDMA 系列主要是以高通公司为首研制的基于IS-95的N-CDMA（窄带CDMA）。

它利用数字传输方法，采用扩频通信，功率控制、软容量、软切换、话音激活、语音编码、多址、分集接收、RAKE接收等关键技术使得CDMA系统具有突出的优点，将移动通信技术推向一个新的发展阶段。

CDMA系统由于采用了先进技术，使得其在很多方面具有了TDMA系统所不能比的优势。如频谱利用率高，覆盖范围广，系统容量大，频率规划简单，话音质量高。抗干扰性能好，辐射功率小，省电，待机时间长，穿透能力强，室内覆盖好，保密安全性好、不易盗号等。

3 第三代——IMT-2000

随着用户的不断增长和数字通信的发展，第二代移动电话系统逐渐显示出它的不足之处。主要表现在：

（1）无线频率资源紧张a) 移动终端用户的迅猛发展，使得第二代蜂窝移动通信系统的频率资源相对紧张。

b) 移动通信的发展大大超出人们的预料。为增加系统容量，某些中心城市的小区已缩小到不足500米，难以通过小区分裂的方式进一步提升系统容量。而且由于小区较小，引起切换频繁、干扰严重，极大地降低了通话质量。

c) 频率利用率低，是造成频率资源紧张的又一重要原因。采用数字技术的第二代蜂窝移动通信系统，同第一代移动通信相比，大幅度提高了频率利用率；同以CDMA技术为核心的第三代蜂窝移动通信系统相比，仍显得频率利用率较低。

（2）无法满足新业务的需求第二代蜂窝移动通信系统采用的是面向话音的设计。优质、高效地提供话音业务是第二蜂窝移动通信系统所追求的主要目标。随着INTERNET，电子商务的发展，数据业务将占据主流地位。将来，高速数据、慢速图像与电视图像等的各种宽带信息业务将成为终端用户使用频率最高的应用；而以话音业务为主要设计目标的二代蜂窝移动通信系统难以提供高速的数据业务。

GSM虽然号称“全球通”，实际未能实现真正的全球漫游，尤其是在移动电话用户较多的国家如美国，日本均未得到大规模的应用。而随着科学技术和通信业务的发展，需要的将是一个综合现有移动电话系统功能和提供多种服务的综合业务系统。

第三代蜂窝移动通信系统（3G）也称为IMT－2000，意为该系统工作频段为2000MHz，最高业务速率可达2Mbit/s。其主要特点是多媒体化、智能化，可提高多元传输速率、实现地面蜂窝系统、无绳系统、蜂窝移动通信系统以及卫星系统的大综合，实现真正的全球服务。它为各种业务的融合和分配提供统一的平台。

第三代蜂窝移动通信系统具有3大特点：

1）无缝的全球漫游；

2) 高速传输，其中，高速移动环境：144kbit/s；步行慢速移动环境：384kbit/s；室内静止环境：2Mbit/s；

3)无缝业务传递，即在固定网、移动网和卫星网业务均能互通。

1.2.2 GSM通信系统

GSM的主要特点可以归结为：1) 频谱效率、2) 容量、3) 话音质量、4) 安全性、5) 实现漫游

系统的组成

蜂窝移动通信系统主要是由交换网路子系统（NSS）、无线基站子系统(BSS)和移动台（MS）三大部分组成，如图1.2.1所示。其中NSS与BSS之间的接口为"A"接口，BSS与MS之间的接口为"Um"接口。在模拟移动通信系统中，TACS规范只对Um接口进行了规定，而未对A接口做任何的限制。因此，各设备生产厂家对A接口都采用各自的接口协议，对Um接口遵循TACS规范。也就是说，NSS系统和BSS系统只能采用一个厂家的设备，而MS可用不同厂家的设备。

图1.2.1 蜂窝移动通信系统的组成

由于GSM规范是由北欧一些运营公司"炒"出的规范，运营公司当然喜欢花最少的投资，用最好的设备来建最优良的通信网，因此GSM规范对系统的各个接口都有明确的规定。也就是说，各接口都是开放式接口。

GSM系统框图如图1.2.2，A接口往右是NSS系统，它包括有移动业务交换中心（MSC）、拜访位置寄存器（VLR）、归属位置寄存器（HLR）、鉴权中心（AUC）和移动设备识别寄存器（EIR），A接口往左Um接口是BSS系统，它包括有基站控制器（BSC）和基站收发信台（BTS）。Um接口往左是移动台部分（MS），其中包括移动终端（MS）和客户识别卡（SIM）。

1.2.3 GSM关键技术

.1 工作频段的分配

工作频段见图 1.2.2。我国陆地公用蜂窝数字移动通信网GSM通信系统采用900MHz频段：

890～915（移动台发、基站收）

935～960（基站发、移动台收）

随着业务的发展，可视需要向下扩展，或向1.8GHz频段的DCSI800过渡，即1800MHz频段：

1710～1785（移动台发、基站收）

1805～1880（基站发、移动台收）

图1.2.2 我国陆地蜂窝移动体系系统频段分配图

2频道间隔

相邻两频道间隔为200kHz，每个频道采用时分多址接入（TDMA）方式，分为8个时隙，即8个信道（全速率）。每信道占用带宽200kHz／8=25kHz，同模拟网TACS制式每个信道占用的频率带宽。从这点看二者具有同样的频谱利用率。将来GSM采用半速率话音编码后，每个频道可容纳16个半速率信道。

1.3手机信号屏蔽器原理简介

针对上述原理，该屏蔽器在工作过程中以一定的速率从前向信道的低端频率向高端扫描。该扫描速率可以在手机接受报文中形成乱码干扰，手机不能检测出从基站发出的正常数据。使手机不能与基站建立联系。手机表现为搜索网络，无信号，无服务系统等报告。

根据以上种种原理设计的手机屏蔽器原理框图如下：

图1.3.3

三角波发生器产生一定幅度和频率的信号去控制压控振荡器产生的扫频信号的频率和扫频频率，其中，三角波的幅度决定压控振荡器产生扫频信号的频率上下限，三角波的频率决定扫频信号的扫频频率（本设计扫频信号的扫频频率为10KHz）；压控振荡器中变容二极管的电容由三角波信号控制，从而产生一定带宽的扫频信号，到功率放大器进行放大；本设计屏蔽的是反向信道频率的信号，故功率放大器的中心频率为902.5MHz，带宽为12.5MHz。

第二章三角波发生器的设计2.1 非正弦信号产生电路简介

2.1.1 比较器

2.1.1.1 单门限电压比较器

比较器是一种用来比较输入信号V

I 和参考电压V

REF

的电路，图2.1.1a为其

基本电路。参考电压V

REF

加于运放的反相端，它可以是正值，也可以是负值，图

中给出的为正值。而输入信号V

I

则加于运放的同相端。这时，运放处于开环工作状态，具有很高的开环电压增益。电路的传输特性如图2.1.1b所示，当输入

信号电压V

I 小于参考电压V

REF

时，运放将处于负饱和状态，V

O

=V

OL

；当输入信号电

压V

I 大于V

REF

时，运放立即转入正向饱和状态，V

O

=V

OH

，如图2.1.1b实线所示，

它表示V

I 在参考电压V

REF

附近有微小的减小时，输出电压将从正的饱和值V

OH

过

度到负的饱和值V

OL ；若有微小的增加，输出电压又将从负的饱和值V

OL

过渡到正

的饱和值V

OH 。把比较器输出电压V

O

从一个电平跳变到另一个电平时相应的输入

电压V

I 值称为门限电压或阈值电压V

th

，对于2.1.1a所示电路，V

th

=V

REF

。由于V

I

从同相端输入且只有一个门限电压，故称为同相输入单门限电压比较器。反之，

当V

I 从反相端输入，V

REF

改接到同相端，则称为反相输入单门限电压比较器。

如果参考电压V

REF

=0，则输入信号电压V

I

每次过零时，输出就要产生突然的

变化。这种比较器称为过零比较器。

2.1.1.2 迟滞比较器

单门限电压比较器虽然有电路简单、灵敏度高等特点，但其抗干扰的能力差。提高抗干扰能力的一种方案是采用迟滞比较器。

顾名思义，迟滞比较器是一个具有迟滞回环传输特性的比较器。为了获得这样的传输特性，在反相输入单门限电压比较器的基础上引入了正反馈网络，如图

2.1.2所示，就组成了具有双门限值的反相输入迟滞比较器。如将V

I 与V

REF

位置

互换，就可组成同相输入迟滞比较器。由于正反馈作用，这种比较器的门限电压

是随输出电压V

O

的变化而改变的。它的灵敏度低一些，但抗干扰能力却大大提高了。

2.1.2方波产生电路

方波产生电路是一种能够直接产生方波或矩形波的非正弦信号发生电路。由于方波或矩形波包含极丰富的谐波，因此，这种电路又称为多谐振荡电路。基本

电路组成如图2.1.3a所示，它是在迟滞比较器的基础上，增加了一个由R

f

、C

组成的积分电路，把输出电压经R

f

、C反馈到集成运放的反相端。在运放的输出端引入限流电阻R和两个背靠背的稳压管就组成了一个如图2.13b所示的双向限幅方波发生电路。由图可知反馈系数F为

F≈R2/（R1+R2）

2.1.3锯齿波产生电路

锯齿波和正弦波、方波、三角波是常用的基本测试信号。此外，如在示波器等仪器中，为了使电子按照一定的规律运动，以利用荧光屏显示图象，常用到锯齿波产生器作为时基电路。例如，要在示波器荧光屏上不失真地观察到被测信号波形，就要在水平偏转板加上随时间作线性变化的电压——锯齿波电压，使电子束沿水平方向匀速扫过荧光屏。而电视机中显象管荧光屏上的光点，是靠磁场变化进行偏转的，所以需要用锯齿波电流来控制。这里以图2.1.4a所示的锯齿波电压产生电路为例，讨论其组成及工作原理，并导出本设计所用的三角波电路。

2.1.

3.1电路组成

）和充放电时间常数不由图2.1.4a可见，它包括同相输入迟滞比较器（A

1

）两部分，共同组成锯齿波电压产生电路。

等的积分器（A

2

2.1.

3.2 门限电压的估算

为便于讨论，单独画出图2.1.4a中有A

I

组成的同相输入迟滞比较器，如

图2.1.4b 所示。图b中V

I 就是图a中的V

O

。由图b有

V P1=V I -（V I–V O1）*R/（R1 +R2）

考虑到电路翻转时，有V N1≈V P1=0，即得

V I=V th=-R1*V O1 /R2

由于V O1=±V Z，由上式可以分别求出上、下门限电压和门限宽度为

V T+=R1*V Z/R2

V T-=-R1*V Z/R2

和△V T =V T+-V T-=2*R1*V Z/R2

图2.1.5 2.1.3.3工作原理

设t=0时接通电源，有V

O1=-V

Z

，则-V

Z

经R

6

向C充电，使输出电压按线性规

律增长。当V

O 上升到门限电压V

T+

使V

P1

=V

N1

时，比较器输出V

O1

由-V

Z

上跳到+V

Z

，

同时门限电压下跳到V

T+值。以后V

O1

=+V

Z

经R6和D、R5两支路向C反向充电，由

于时间常数减小，V

O 迅速下降到负值。当V

O

下降到下门限电压V

T-

使V

P1

≈V

N1

时，

比较器输出V

O1又由+V

Z

下跳到-V

Z

。如此周而复始，产生振荡。由于电容C的正向

与反向充电时间常数不相等，输出波形V

O 为锯齿波电压，V

O1

为距形波电压，如

图2.1.5所示。可以证明，设忽略二极管的正向电阻，其振荡周期为

T=T1+T2

=2*R1*R6*C/R2 + 2*R1*（R6||R5）*C/R2

=2*R1*R6*C*（R6+2*R5）/[R2*（R5+R6）]

显然，图2.1.4a所示电路，当R5、D支路开路，电容C的正、反向充电时间常数相等时，此时，锯齿波就变成三角波，图2.1.4a所示的电路就变成了方波（VO1）—三角波（VO）产生电路，其振荡周期为

T=4*R1*R6*C/R2

2.2 三角波发生器的设计

2.2.1 电路设计

根据2.1.3我们可以得出三角波发生器的电路图如图2.2.1所示，

2.2.2 参数计算

2.2.2.1 三角波幅度的计算

由2.1.3可知，三角波的幅度V

O =Vth=-R

1

*V

O1

/R

2

=±R

1

*V

Z

/R

2

，取决于稳压管

的稳压值，而三角波的幅度给变容二极管一个反偏压，使其能振荡出规定范围的频率信号。取R1=R2=20K，本设计的三角波幅度为3v，即V0=±3V，故稳压二极管的稳压值为3V。

2.2.2.2三角波频率的计算

由2.1.3可知，三角波的频率f=1/T=R

2/（4*R

1

*R

5

*C），取决于电阻R

1

、R

2

、

R

5

和电容C的值，而三角波的频率决定压控震荡器产生的扫频信号的扫频频率。

本设计扫频信号的频率为10KHz。设R

1=R

2

=20K，R

3

=7.5K，R

4

=2K，R

5

=200K，R

6

=7.5K，

由f=1/T=R

2/（4*R

1

*R

5

*C）可得，

C=R2/（4*R1*R5*f）

代入数据得

C=125pF

第三章压控振荡器的设计

3.1 频率控制引言

实际上所有的现代通信与测试设备都使用基于频率合成的频率控制技术，在无线通信系统的调制、发射、接收和解调中涉及到很多频率的产生往往是通过很少的输入频率的组合和数学变换而得到的。虽然无线系统作为主流的频率合成技术——锁相环路，与还没有普遍应用的DDS，在原理上完全不同，但都离不开RF 振荡器。

在锁相环系统中，需要两类振荡器，其中一类通常为晶体振荡器，用来产生合成器的参考信号。参考振荡器可内建于合成器芯片内，另一类振荡器则是压控振荡器（VCO），它的频率受系统控制而变化，从而产生合成器输出信号。

3.2 振荡器原理

电子振荡器是把直流功率转化为周期性输出信号（交流功率）的器件，如果输出波形接近正弦形状，这种振荡器称为正弦型振荡器。而其它许多种振荡器常被称做张弛振荡器。考虑本设计用的是正弦波振荡器，这里只讨论正弦型振荡器。

3.2.1 正弦波振荡器

正弦波振荡器按组成原理来看，可分为反馈振荡器和负阻振荡器，前者是正反馈原理构成的，后者是利用负阻器件的负阻效应来产生振荡的，不过反馈振荡器的本质也是一种负阻振荡器。本设计是采用反馈振荡器，故这里只讨论反馈振荡器。

3.2.1.1 反馈振荡器的工作原理

反馈振荡器实质是建立在放大和反馈的基础上的，这是目前应用最多的一类振荡器。图3.2.1所示为反馈振荡器构成框图。

3.2.1.2 LC正弦波振荡器

以LC谐振回路作为选频网络的反馈振荡器称为LC正弦波振荡器，常用的电路有变压器反馈控制和三点式振荡器，由于本设计用的是三点式振荡器，所以这里重点介绍三点式振荡器电路。

1.三点式振荡器的基本工作原理

三点式振荡器的基本结构如图 3.2.2（a）所示。图中放大器件采用晶体三

极管，X

1、X

2

、X

3

三个电抗元件组成LC谐振回路，回路有三个引出端点分别与晶

体管的三个电极相连接，使谐振回路既是晶体管的集电极负载，有时正反馈选频

网络，所以把这种电路称为三点式振荡器。U

i 为放大器的输入电压，U

o

为放大器

的输出电压，U

F

为反馈电压。

图3.2.2

要产生振荡，电路应首先满足相位平衡条件，即电路应构成正反馈。为了

便于说明，略去电抗元件的损耗及管子的输入和输出阻抗的影响。当X

1、X

2

、

X 3组成的谐振回路谐振，即X

1

+X

2

+X

3

=0时，回路等效阻抗为纯电阻，放大器的

输出电压U

O 与U

i

反相，电抗X

2

上的压降U

f

必须与U

O

反相，U

f

才会与U

i

同相，

使电路满足相位平衡条件。由图3.2.2（a）可见，反馈电压U

f

等于 U f=U O*jX2/j（X2+X3）

由于X

2+X

3

≈-X

1

，所以上式可写成

U f=-X2*U O/X1

由此可知三点式振荡电路的反馈系数F为

F=U f/U O=-X2/X1

显然，要使U

f 与U

O

反相，电抗X

2

与X

1

就必须为同性质的电抗元件，即同为感性

或为容性元件。再由X

1+X

2

+X

3

≈0可知，X

3

必须由与X

1

（X

2

）异性质的电抗元件

组成。

综上所述，三点式振荡器组成法则可归纳为：X

1与X

2

的电抗性质必须相同，

X 3与X

1

、X

2

的电抗性质必须相异。或者说，接在发射极与集电极、发射极与基

极之间的为同性质电抗，不与发射极相连的为异性质电抗。根据这个法则，构成的三点式振荡器的基本形式有两种，它们分别为电感三点式和电容三点式，如图3.2.2（b）、（c）所示。

2.电感三点式振荡器

电感三点式振荡器又叫Hartley 振荡器，其原理电路如图3.2.3（a）所示。

图中R

B1、R

B2、

R

E

组成分压式偏置电路，C

E

为发射极旁路电容，C

B

、C

C

分别为基极和

集电极隔直电容，R

C 为集电极直流负载电阻。C和L

1

、L

2

为并联谐振回路。画出

它的交流通路，如图3.2.3（b）所示，可见，它是电感三点式振荡器。

图3.2.3

由图3.2.3（b）可见，当L

1、L

2

、C并联回路谐振时，输出电压U

O

与输入电

压U

i 反相，而反馈电压U

f

与U

i

同相，电路在回路谐振频率上构成正反馈，满足

了振荡的相位条件。由此可得电路的振荡频率f

O

为

f0≈1/{2*∏*[（L1+L2+2*M）*C]0.5}

式中，M为电感L

1、L

2

之间的互感。

振荡器的反馈系数可根据F=-X

2/X

1

求得，即

F=U f/U o=-X2/X1=-（L2+M）/（L1+M）

总结：电感三点式振荡器的优点是容易起振，另外，改变谐振回路的电容C，可

方便地调节振荡频率，但由于反馈信号取自电感L

2两端压降，而L

2

对高次谐波

呈现高阻抗，故不能抑制高次谐波的反馈，因此，振荡器输出信号中的高次谐波成分较大，信号波形较差。

3.电容三点式振荡器

电容三点式振荡器又称Colpitts振荡器，其原理电路图如图3.2.4（a）所

示。图3.2.4（b）是它的交流通路。由图可见，C

1、C

2

、L并联谐振回路构成反

馈选频网络，其中C

1相当于图3.2.2（a）的X

1

，C

2

相当于X

2

，L相当于X

3

，并联

谐振回路三个端点分别与晶体管的三个电极相连接，且X

1与X

2

为同性质电抗元

件，X

3与X

2

、X

1

为异性质电抗元件，符合三点式振荡电路组成法则，故满足振荡

的相位平衡条件，由于反馈信号U

f 取自电容C

2

的两端电压，故称为电容反馈三

点式LC振荡器，简称电容三点式振荡器。

当并联谐振回路谐振时，振荡电路满足振荡的相位平衡条件，所以由此可求得电路的振荡频率fo为

fo≈1/[2*∏*(LC)0.5]

式中，C=C

1*C

2

/（C

1

+C

2

）为并联谐振回路串联总电容值。

由F=-X

2/X

1

可得电路的反馈系数F为

F=U f/U o=-X2/X1=-C1/C2

有上式可知，若增大C

1与C

2

的比值，可增大反馈系数值，有利起振和提高输出

电压的幅度，但它会使晶体管的输入阻抗影响增大，致使回路的等效品质因数下

降，不利于起振，同时波形的失真也会增大。所以，C

1/C

2

不宜过大，一般可取

C 1/C

2

=0.1～0.5，或通过调试决定。

图3.2.4

总结：电容三点式振荡器的反馈信号取自电容C

2

的两端，因为电容对高次谐波呈现较小的容抗，反馈信号中高次谐波分量小，故振荡输出波形好。但当通

过改变C

1和C

2

来调节振荡频率时，同时会改变正反馈量的大小，因此回使输出

信号幅度发生变化，甚至会使振荡器停振。所以电容三点式振荡电路频率调节不方便，故是适用于频率调节范围不大的场合。

3.3压控振荡器的设计

3.3.1变容二极管简介

变容二极管也叫压敏二极管。通过近似的方法，可获得下式

C=K/（V R+V D）n

式中，制造过程确定的所有参数和常数都包含在K中。式中的指数是电压/电容特性斜率的度量：合金型二极管n为0.5，单扩散型n为0.33，超突变PN结调谐二极管的n为0.75（平均值）。

3.3.2变容二极管振荡器电路

将变容二极管接入LC正弦波振荡器的谐振回路中,如图3.3.1所示,图中UQ 用来提供变容二极管的反偏压,以保证变容二极管在控制信号电压的作用下,始

终反偏工作;U

M ,为控制信号电压;C

1

为隔直电容,以防止直流电压Uq通过L短路,

其高频容抗很小,可视为短路,

L

1

为高频扼流圈,它对高频视为开路,对控制信号视为短路,从而可使控制信号电压有效地加到变容二极管两端,又可避免振荡回路与控制信号源之间的相互影

响;C

2

为高频旁路电容,对高频可视为短路,为了防止控制信号被分流,要求其低

频容抗很大。可见，振荡回路由电感L和变容二极管节电容C

j

组成,其振荡角频率为

ω=1/(L*C j)0.5

3.3.3电路设计

本设计的电路图如图3.3.2所示,图中C

3

对高频信号短路,对控制信号开路,

高频扼流圈L

1

对高频信号开路,对三角波信号短路,因此振荡回路有L和变容二

极管构成,并与振荡管接成电感三点式振荡电路,低频控制信号Um由电容C

1

耦合

输入,并经由C

2、L

1

和C

3

组成的低通电路滤波后加到变容二极管两端。Uq经由电