正弦波逆变器设计说明书

正弦波逆变器逆变主电路介绍主电路及其仿真波形图1主电路的仿真原理图图1.1是输出电压的波形和输出电感电流的波形。

上部分为输出电压波形，下面为电感电流波形。

图1.1输出电压和输出电感电流的波形图1.2为通过三角载波与正弦基波比较输出的驱动信号，从上到下分别为S1、S3、S2、S4的驱动信号，从图中可以看出和理论分析的HPWM调制方式的开关管的工作波形向一致。

图1.2 开关管波形从图1.3的放大的图形可以看出，四个开关管工作在正半周期，S1和S3工作在互补的调制状态，S4工作在常导通状态，S2截止；在负半周期，S2和S4工作在互补的调制状态，S3工作在常导通状态，S1截止。

图1.3放大的开关管波形图1.4为主电路工作模态的仿真波形，图中从上到下分别为C3的电压波形、C1的电压波形、S3开关管的驱动波形，S1的驱动波形。

从图中可以看出在S1关断的瞬间，辅助电容的电压开始上升，完成充电过程，同时S3上的辅助电容完成放电过程，S3开通。

图1.4工作模态仿真波形图1.5为开关管的驱动电压波形和电感电流波形图，图中从上到下分别为电感电流波形、S3驱动波形、S1驱动波形。

从图中可以看出当S1关断瞬间到S3开通的瞬间，电感电流为一恒值，S3开通后，电感电流不断下降到S3关断时的最小值，然后到S1开通之前仍然为一恒值，直到S1开通，重复以上过程。

根据以上结论可以看出仿真分析状态和前面的理论分析完全符合。

图1.5开关管的驱动电压波形和电感电流波形2 滤波环节参数设计与仿真分析2.1 输出滤波电感和电容的选取对逆变电源而言，由于逆变电路输出电压波形谐波含量较高，为获得良好的正弦波形，必须设计良好的LC滤波器来消除开关频率附近的高次谐波。

滤波电容C f 是滤除高次谐波，保证输出电压的THD 满足要求。

C f 越大，则THD 小，但是C f 不断的增大，意味着无功电流也随之增加，从而增加了逆变电源的电容容量，同时会导致逆变电源系统体积重量增加，同时电容太大，充放电时间也延长，对输出波形也会产生一定的影响。

逆变桥输出调制波形中的高次谐波主要降在滤波电感的两端，所以L 的大小关系到输出波形的质量。

要保证输出的谐波含量较低，滤波电感的感值不能太小。

增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波，但是电感量的增加带来体积重量的加大。

不仅如此，滤波电感的大小还影响逆变器的动态特性。

滤波电感越大，电感电流变化越慢，动态时间越长，波形畸变越严重。

而减小滤波电感，可以改善电路的动态性能，则使得输出电流的开关纹波加大，必然增大磁滞损耗，波形也会变差。

综合以上的分析，在LC 滤波器的参数设计时应综合考虑。

本文设计的LC 滤波器如图 3.12中所示，电感的电抗2L X L fL ωπ==,L X 随频率的升高而增大。

电容的电抗为112C X C fC ωπ==，C X 随频率的升高而减小。

1L Cωω=所对应的频率为谐振频率c f，即1c f =。

设逆变器输出电压的基波频率为0f ，开关频率为s f ，则有0f cf s f 。

由于0f c f ，故001L Cωω，电感对基波信号的阻抗小，电容对基波分流信号很小，即基波器允许基波信号通过。

由于c f s f ，故1s s L Cωω，电感对开关频率分量阻抗很大，电容对开关频率分量分流很大，即滤波器不允许开关频率分量通过，更不允许它的高次谐波分量通过。

则该滤波器可以满足滤波要求。

由于采用了高频开关技术，输出正弦波的谐波分量主要集中在开关电源附近，因此谐振频率可以选得较高。

设1ρ=，而谐振频率c f =，则可得L 、C 的计算公式：2cL f ρπ=，12c C f πρ=（式1-1） 本文的逆变电源功率为输出电压为235V ，开关频率为15KHZ ，额定负载为56Ω。

ρ一般取额定负载L R 的0.4~0.8倍，而f c一般取开关频率的0.04~0.1倍，本设计取0.08c s f f =，0.6L R ρ=,则由式（1-1）可计算出：33.6 4.4622 3.141200f C L mH f ρπ==≈⨯⨯（式1-2） 11 3.94922 3.14120033.6f C C F f μπρ==≈⨯⨯⨯（式1-3） 2.2输出滤波电感的设计本文f L 为4.46mH 。

滤波电容电流的有效值为：6002 3.14100 3.949102350.583cf f I C U A ω-==⨯⨯⨯⨯⨯≈ （式2-1） 110%负载时，负载的电流有效值为max max1000110% 4.681235o o O P I A U ⨯==≈（式2-2） 容性负载时电感电流最大，因此电感电流的有效值为：5.08Lf I A =≈（式2-3）其中，1cos 0.75L ϕ-=。

考虑到滤波电感电流的脉动量，滤波电感的电流峰值为：max (1 1.1 5.087.90Lf Lf I A=+=⨯⨯≈（式2-4） 电感选用Mn Zn -2R KBD 型铁氧体材料铁心6249PM ⨯,其磁路截面积24.9()C S c m =，窗口面积23.26()Q c m =, 3500m B GS =，滤波电感的匝数为：3max444.46107.90205.44350010 4.910f Lf m C L I N B S ---⨯⨯==≈⨯⨯⨯（式2-5） 取N=206匝，气隙：200.40.58558C f N S L cm δπ==。

按滤波电感电流有效值 5.08LfI A =。

选取导线，取23j A mm =，导线的截面积为2623Lf I j mm ==，导线选用0.12cm ⨯的铜皮。

窗口利用系数0.1202060.1201.26326K N Q u⨯⨯=⨯⨯==，可以成功绕制。

2.3滤波环节仿真分析 为了验证滤波环节的参数设计，根据主电路拓扑结构，对电容和电感值进行了仿真分析。

图2.1（a ）的参数为： 4.46f L mH =， 3.949f C F μ=，可以明显看出输出电压的波形优于其他两个输出波形；图 2.1（b ）为0.446f L mH =的输出电压波形，从图中可以看出，由于电感的值变小，输出电压的谐波含量变大；图2.1（c ）为12f C F μ=，的输出电压波形，由于电容的过大，反而使输出电压的纹波加大。

（a ）标准输出电压波形(b)L=0.446mH,输出电压波形(b)C=10µF,输出电压波形图2.1 滤波环节参数仿真分析3: 逆变数字控制系统硬件设计数字信号处理器（Digital Signal Processor, DSP ）是针对数字信号处理的需求而设计的一种可编程的单片机，也称DSP 芯片，是现代电子技术、计算机技术和信号处理技术相结合的产物。

DSP 在20世纪70年代有了飞速的发展，到20世纪80年代，数字信号处理已应用到各个工程技术领域，不管在军用还是在民用系统中都发挥了积极的作用。

工作中常见的应用有传真机、调制解调器、磁盘驱动器和电机控制等。

而数码相机、MP3和手机等都是日常生活中DSP 的典型应用。

3.1 HPWM调制方式下ZVS的实现逆变电源越来越趋向高频化设计，传统的硬开关所固有的缺陷变得不可容忍：开关元件开通和关断损耗大;容性开通问题;二极管反向恢复问题;感性关断问题;硬开关电路的EMI问题。

因此，有必要寻求较好的解决方案尽量减少或消除硬开关带来的各种问题。

软开关技术是克服以上缺陷的有效办法。

最理想的软开通过程是：电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，开通损耗近零。

因功率管开通前电压已下降到零，其结电容上的电压即为零，故解决了容性开通问题，同时也意味着二极管已经截止，其反向恢复过程结束，因此二极管的反向恢复问题亦不复存在。

最理想的软关断过程为：电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。

由于功率管关断前电流已下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题得以解决。

基于此，本文采用了全桥逆变桥HPWM控制方式实现ZVS软开关技术，其设计思路是在尽量不改变硬开关拓扑结构的前提下即尽量不增加或少增加辅助元件的前提下，有效利用现有的电路元件及功率管的寄生参数，为逆变桥主功率管创造ZVS软开关条件，最大限度的实现ZVS。

从而达到减少电路损耗，降低EMI，提高可靠性的目的。

HPWM软开关方式在整个输出电压的一个周期内共有12种开关状态，基于正负半周两个桥臂工作的对称性，以输出电压正半周为例，分析其一个开关周期工作模态。

如图2.2为输出电压正半周的一个开关周期内的电路的主要波形，此时S4工作在常通状态，S2处于关断状态，S1和S3处于互补调制状态。

由于载波的频率远大于输出电压基波频率，在一个开关周期T s内近似认为输出电压U0保持不变，电感电流的相邻开关周期的瞬时极值不变。

I 1i L-I 0t 0t 1t 6t 5t 4t 3t 2i ds1i ds3图2.2 ZVS 主要工作波形1、模式A ，从t 0和t 1时刻,对应的电路等效工作模式如图2.3。

图2.3模式A 电路等效工作模式图 S1和S4导通，电路为正电压输出模式，滤波电感电流线性增加，直到t 1时刻S1关断为止。

电感电流：0()d L fU U i t t L -= （式3-1） 2、模式B,从t 1和t 2时刻，对应的电路等效工作模式如图2.4。

图2.4模式B 电路等效工作模式图 在t 1时刻，S1关断，电感电流从S1中转移到C1和C3支路，给C1充电，同时给C3放电。

由于C1、C3的存在，S1为零电压关断。

在此很短的时间内，可以认为电感电流近似不变，为恒流源，则C1两端电压线性上升，C3两端电压线性下降。

到t 2时刻，C3电压下降到零，S3的体二极管D3自然导通，电路模式B 结束。

11()L I i t =（式3-2）11()2C eff I U t t C =（式3-3） 13()2C d effI U t U t C =-（式3-4） 3、模式C,从t2和t 3时刻, 对应的电路等效工作模式如图3.6。

图3.6模式C 电路等效工作模式图01()L fU i t I t L =-（式3-6） 4、模式D,从t 3和t 4时刻, 对应的电路等效工作模式如图3.7。

图3.7模式D 电路等效工作模式图在此模式加在滤波电感L f 上的电压为-U 0，则电感电流开始由零向负向增加，电路处于零态储能状态，S3中的电流也相应由零正向增加，到t4时刻S3关断，结束D 模式。

电感电流 ：0()L fU i t t L =（式3-7）5、模式E,从t 4和t 5时刻, 对应的电路等效工作模式如图3.8。

图3.8模式E 电路等效工作模式图此模式状态与模式A 近似，S3关断，C3充电，C1放电，同上分析同理S3为零电压关断。