反激电路设计DCDC-6.5V4A
反激式开关电源隔离变压器设计步骤-华为
二.设计步骤
1. 1. 高频下电流穿透深度为（单位：cm） ：D
6.62 f
导线直径（单位：cm） ：d=2D（然后选择相近的导线）
d2 导线裸线面积 Aw 4 1 2. T (s) f
3. 计算晶体管最大导通时间： ton max 4. 计算总的负载功率：
TDmax （s）
lg L 0.4 Ac F 10 8
23. 计算磁通密度的峰值：
0.4 N np FI p pk 104 B pk (T ) MPL lg m
24. 计算一次新的：
（μΩ / cm） （New）μΩ / cm （μΩ / cm 1.7 / A w） S np
25. 计算一次绕组的电阻：
最大占空比：
最小占空比：
Dmin
最大导通时间：
ton max TDmax T (1 Dmin )
最大截止时间： toff max 电感器电流的变化量：
I
TVin max Dmin 1 Dmin L I 2
电感器的峰值电流：
I pk I o max
I 2
不连续电流模式时 Buck-Boost 倒向变换器的设计公式
电感 L： Lmax
V V T 1 Dmax Dw o d
2 I o max
2
(H )
最大占空比： Dmax
Vo Vd 1 Dw
Vo Vd Vin min
最小占空比： Dmin
I p pk ton 3T
7. 计算一次电流的有效值： I p rms
8. 计算最大输入功率： P in max
反激式DCDC入门简介及简单计算
VP-P=
IO r (1 ) I O×(XC+ 1 D 2
ESR)=176.45mV
实测纹波电压137.6mV，40mV误差有2个原因：
3、纹波的另一种解释 纹波还可以看作是LC构成的4阶低通滤波器 对方波电压进行衰减后的波形再叠加电流流 过ESR形成的升压。 上例中L为22uH,VXC=56.92mV， ESR=45mohm，次级方波峰峰值为14.6V
四、输出滤波
1、纹波电压典型波形。
1、纹波电压的形成 纹波电压是由电感中流出的纹波电流在电 容的ESR和XC上产生的。
2、举例 条件:输出电流IO=1.257A 电流纹波率r=0.5 f=100kHz X7R类 MLCC 电容CO=22uF×2 (实际23.5)uF 损耗系数D.F.=0.21(10k频率下实测得出) VP-P=VESR+VXC 1 XC= 2 fC =33.88 mohm ESR= D.F . =142.5 mohm 总ESR为71.15 mohm
输出LC（45mohmESR）极点在4.3K,100K时衰减为 47.895dB即245倍 VXC=59.59mV
LCLC滤波
通常纹波要求小于50mV或者次级电感过小 时，输出电容后再接一级LC滤波，可以将纹 波减小到几乎为0。但有可能引起闭环系统 震荡和EMI问题。
ห้องสมุดไป่ตู้
纹波以及滤波总结 电容的ESR特性远比容量更重要。 纹波可以很小，但噪声很难通过衰减降低。
铁氧体磁性材料重要指标：Ae、lgap、le
Bmax
0.4 I max N lm
le lm lgap
反激开关电源及变压器设计宝典
反激电源及变压器设计宝典对于探讨反激电源以及变压器这个话题，我犹豫了很久。
因为关于反激的话题大家讨论了很多很多，这个话题已经被讨论的非常透彻了。
关于反激电源的参数设计也有多篇文章总结。
还有热心的网友，根据计算过程，自己编写了软件或电子表格把计算做的傻瓜化。
但我也注意到，几乎每天都会出现关于反激设计过程出现问题而求助的帖子，所以，思量再三，我决定还是再一次提出这个话题！我不知道我是否能写出一些有新意的东西，但我会尽力去写好。
不期望能入高手的法眼，但愿能给入门者一些帮助。
纵观电源市场，没有哪一个拓扑能像反激电路那么普及，可见反激电源在电源设计中具有不可替代的地位。
说句不算夸张的话，把反激电源设计彻底搞透了，哪怕其他的拓扑一点不懂，在职场上找个月薪10K的工作也不是什么难事。
提纲1、反激电路是由buck-boost拓扑演变而来，先分析一下buck-boost电路的工作过程。
工作时序说明：t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下线性上升。
t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。
并在C1两端电压作用下，电流下降。
t2时刻，Q1开通，开始一个新的周期。
从上面的波形图中，我们可以看到，在整个工作周期中，电感L1的电流都没有到零。
所以，这个工作模式是电流连续的CCM模式，又叫做能量不完全转移模式。
因为电感中的储能没有完全释放。
从工作过程我们也可以知道，这个拓扑能量传递的方式是，在MOS管开通时，向电感中储存能量，MOS管关断时，电感向输出电容释放能量。
MOS管不直接向负载传递能量。
整个能量传递过程是先储存再释放的过程。
整个电路的输出能力，取决于电感的储存能力。
我们还要注意到，根据电流流动的方向，可以判断出，在输入输出共地的情况下，输出的电压是负电压。
MOS管开通时，电感L1承受的是输入电压，MOS关断时，电感L1承受的是输出电压。
那么，在稳态时，电路要保证电感不进入饱和，必定要保证电感承受的正向和反向的伏秒积的平衡。
反激式开关电源变压器的设计宝典
反激式开关电源变压器的设计宝典反激式开关电源变压器的设计反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。
这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。
同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我设计变压器的方法。
设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。
下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。
第一步，选定原边感应电压V OR这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。
可能朋友们不理解什么是原边感应电压，为了便于理解，我们从下面图一所示的例子谈起，慢慢的来。
图一这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，下面分析一下一个工作周期的工作情况，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的电流：I升=V S*Ton/L这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的电流：Ｉ降=V OR*T OFF/L这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管关断时间和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以，有：V S*T ON/L=V OR*T OFF/L即上升了的等于下降了的，懂吗？好懂吧!上式中可以用Ｄ来代替T ON，用(１－Ｄ)来代替T OFF。
移项可得：D= V OR /（V OR +V S）此即是最大占空比了。
比如说我设计的这个变压器，我选定感应电压为80V，V S为90V ，则D=80/（80+90）=0.47第二步,确定原边电流波形的参数原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示。
一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计
一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计
开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。
本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。
1.Step1：初始化系统参数------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------电网频率：fline（国内为50Hz）------输出功率：（等于各路输出功率之和）------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：
3. Step3：确定最大占空比Dmax 反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。
两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。
此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。
但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应。
单端反激AC-DC-DC电源设计(电力电子装置课设)
3）输入整流滤波
高频开关电源输入不用工频变压器，直接对交流电进行整流滤波。目前国际
上交流电网电压等级有两种：100v~115V 和 230V，频率为 50HZ 或 60HZ。整流滤
波电路要适应交流电网电压的状况，现在很多开关电源都能适应通用电网电压的
范围，即输入电压为 85V~265V。高频开关电源的输入整流电路一般采取桥式整
参考文献...................................................................................................................... 26
1
武汉理工大学《电力电子装置及系统》课程设计说明书
4.1 AC DC 整流滤波电路仿真 ....................................................................................... 18
4.2 开环系统仿真 .............................................................................................................. 19
武汉理工大学《电力电子装置及系统》课程设计说明书
目录
1 设计要求..................................................................................................................... 2
分组成。
2.1.1 开关电源的输入环节
1）输入浪涌电流和瞬态电压的抑制
高效紧凑反激式变换器电信电源的设计.
高效紧凑反激式变换器电信电源的设计高效紧凑反激式变换器电信电源的设计类别：电子综合众所周知，电信电源被要求工作于一个很宽的输人电压范围（36V 至77V）,而在48V输人时是最具有优异的电路性能。
但要求这种电路设计，应该紧凑、高效，而且具有低截面，以便能容纳在紧密的卡槽之间。
本文将讨论一个用于电信应用的5W反缴式变换器开关电源，该变换器是基于通用离线式电源控制器--MAX5021芯片（IC1）来实现。
当今的电信系统包含众多的线卡，它们并行连接到高功率背板上，每一个都具有自己的输人滤波电容和低电压功率变换器。
由于大量输人滤波电容的并联使每一个的值，限制在仅几个微法，从而使电源设计相当困难。
那如何解决呢？目前，MAX5021控制芯片是一种高频率、电流模式PWM控制器，很适合用于宽输人范围的隔离式电信电源。
它可用来设计小型、高效的功率变换电路。
其MAX502芯片特点是：具有固定的262kHz开关频率能使开关损耗控制在适当范围内，同时又适度地减小了功率元件的尺寸；芯片内部含有大回差的欠压锁定电路, 具有极低的启动电流，这种低损耗设计非常适合于具有宽输入电压范围和低输出功率的电源；逐周期电流限制（利用内部的高速比较器实现）降低了对于MOSFE和变压器的超额设计要求；以及还包括最大占空比限制和高峰值输出和吸收电流驱动能力等特性。
图1 所示, 为用通用离线式电源控制器- MAX520芯片进行输人电压范围在36V至72V的5W反激式变换器开关电源设计原理图。
下面就该离线式开关电源几个主要组成部的设计思想进行讨论。
功率级设计电源设计的第一步是决定变换拓扑。
选择拓扑的条件应包括输入电压范围，输出电压，初级和次级电路中的峰值电流，效率，外形参数和成本。
对于一个具有1: 2输入电压范围、5W俞出的小外形参数电源，反激拓扑是最佳的选择。
这是为什么呢？因这种拓扑所需元件数最少，有利于降低成本和外形参数。
反激变压器可设计为连续或非连续工作模式。
反激电路设计DCDC-6.5V3A
开关电源原理解析一、系统原理与理论分析计算本文以UC3842为核心控制部件，设计一款DC36V~60V输入，DC6.5V/4A 输出的单端反激式开关稳压电源。
开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控制系统。
变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。
其电路原理图如图1所示。
图1电路原理图1、简要介绍其工作原理：本电路有三部分组成：主电路，控制电路和保护电路。
其中主电路采用的是单端反激式电路，它是升降压变换器的推演并加隔离变压器而得。
此电路的优点是：电路简单，能高效提供直流输出，且它是所有电路拓扑中输入电压范围最宽的。
这对于输入环境恶劣发热负载时比较好的。
它的缺点是：输出纹波较大，但这可以通过在输出端增加一级LC滤波器来减小纹波。
这种电路通常适合应用在输出功率在250W以下，电压和负载的调整率在5%~8%左右的电路中。
反激式电路也有电流连续和电流断续两种工作模式，但值得注意的是反激式电路工作于电流连续模式下会显著降低磁芯的利用率，所以本文设计电路工作在电流断续模式下。
控制电路是开关电源的核心部分，控制的好坏直接影响电路的整体性能，在这个电路中采用的是以UC3842为核心的峰值电流型双闭环控制模式。
即在输出电压闭环的控制系统中增加直接或间接的电流反馈控制。
电流模式控制可以使系统的稳定性增强，稳定域扩大，改善系统的动态性能，消除了输出电压中由输入电压引入的低频纹波。
保护电路是开关电源中必不可少的补充，在这个电路中引入了输入过流保护、输出过流保护、输出过压保护、过热保护等。
其中输入过流保护是通过在原边引入取样电阻R14，接到UC3842的3脚，当R14上的电压超过1V，会关断PWM的输出从而起到保护作用，输出过压保护是通过输出电压分压后送到误差放大器的反相端，和电压基准比较从而来控制R9的电压，来控制UC3842的输出占空比，达到输出电压稳压的作用。
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Vmax=60VDC
' 式中 ηT 为变压器效率， U i' 和 U o 为变压器初级电压和次级电压；一般变压器
效率 ηT = 0 . 9 5 ~ 0 . 9 8 ，包含导线铜损耗、磁芯损耗以及漏感引起的籍位损耗，这 里取ηT = 0 . 9 5 。
U DS (min) > U o'
N1 + U i (max) N2
U i (max) = 60Vdc
故
U DS (min) > U o'
N1 13 + U i (max) > 7.5 × + 60 = 92.5V （忽略漏感引起的尖峰） N2 3
取2 0 0 V 漏极电流 I D ：对于反激式变换器，选择开关管的额定平均电流时，大约取最 大输入平均电流的 1 . 5 倍是比较理想的。 I D = 1.5 × 0.855 = 1.28 A 可以选用管子 I R F 6 1 0 （ U DS = 200V ， I D = 3.3 A ）（实际因没买到 I F R 6 1 0 的
C6 0.1u R13 40K C8 470p 1K R14 C9 2.2nF R15 1k 20K （调至1K左右） 1 COMP C7 100pF 2 VFB UC1 3 4 ISEN RT/CT OUT GND 6 5 R11 C12 100pF VREF VCC 8 7 U1
R6 20K
（调至16K左右）
I2 p =
2Io 2 × 4 = = 17.8 A Dr 0.45
次级匝数： N2 = L2 I 2 p ∆Bmax Ae ×10 −2 = 1.9 × 17.8 匝，则有： × 10 −2 = 2.58 ，取 3 2 × 0.109 × 0.6
N1 = 4.36 × 3 = 13.08 ，取 1 3 匝。初级匝数取整对变比影响很小，占空比、初 级电流等不必重算。 辅助绕组的匝数根据 U C 3 8 4 2的工作电压在 1 0 —1 6 V ，通过电压与匝比的关 系，可以确定副边绕组的匝数约为 7 匝。 （8 ）气隙长度计算
L1 = n 2 L2 = 4.362 × 1.9 = 36.1uH
（4 ）初级峰值电流 I1 p = U i'Ton 35 × 0.42 × 10 = = 4.072 A L1 36.1
平均电流 I1 =
I1 pTon 2T
=
I1 p D 2
=
I T 4.072 × 0.42 = 0.855 A Ipav = p on 2 2T
T1 13：3：7 C1 2.2n
输入电压 ：36~60VDC
UH20 C3 1000u 16V C4 1000u 16V C5 1000u 16V
R1 5K
R2 43K FR105 IFR630 C2 25V 22u R5 22 R4 10K R3 0.1/2W FR105
R7 470
R8 150
（5 ）选择磁芯材料和尺寸 选择 M a g n e t i c s 公司 P 材料，1 0 0 ℃饱和磁感应 Bs100o C = 0.39T ，查磁芯手册 可知
3 ) 与频率、磁感应关系为： 频率为 1 0 0 k 时损耗( m w / c m
P = 0.0434 f 1.63 B 2.62 (mw / cm3 ) 式中： f 为频率（k H z ）, B为磁感应强度（k G s ） ，如果 P = 100mw / cm3 ，
RDS ( on ) = 0.12Ω ）代替。 开关管，采用了 I R F 6 3 0 （ U DS = 200V ， I D = 9 A ,
3） 、箝位电路的设计 RCD 箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在 Lp 和漏感 Llk 中，当开关管关闭时，Lp 中的能量将转移到副边输出,但漏感 Llk 中的能量将不 会传递到副边。如果没有 RCD 箝位电路，Llk 中的能量将会在开关管关断瞬间 转移到开关管的漏源极间电容和电路中的其它杂散电容中， 此时开关管的漏极将 会承受较高的开关应力。若加上 RCD 箝位电路，Llk 中的大部分能量将在开关 管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上， 然后这部分能量被箝位电阻 Rc 消耗。
1） 、反激变压器设计 变压器的设计计算是整个电源设计的关键， 它的设计好坏直接影响电源性能。 已知要求 输入电压：Vmin=36VDC 输出电压：Vo=6.5V 输出电流：Io=4A （1 ）工作频率和最大占空比确定 选定开关频率 f = 1 0 0 k H z ，则周期 T = 10us 。因为宽输人范围，采用电流断续 模式。在宽电压输人时当输入电压为最小时取最大占空比 Dmax = 0.42 , 复位占空 比 Dr = 0.45 ，保证整个输入电压范围下 ( D + Dr ) < 1 。 （2 ）计算变比： 变比可由下式计算得到：
（9 ）计算导线尺寸和线圈结构 次级电流有效值 I 2 为：
I 2 rms = I 2 p
Dr 0.45 = 17.8 × = 6.89 A 3 3
mm 2 , 选取电流密度 5 A / 导线面积 A2 为
A2 = 6.89 = 1.378mm 2 5
初级电流总有效值 I1 为
I prms = I1 p
PC817
R10
C10
2.7K 2.2nF C11 D2 0.01uF 1
3 2Biblioteka TL431R9 10K
图 1 电路原理图 1、简要介绍其工作原理： 本电路有三部分组成：主电路，控制电路和保护电路。其中主电路采用的是
单端反激式电路， 它是升降压变换器的推演并加隔离变压器而得。此电路的优点 是：电路简单，能高效提供直流输出，且它是所有电路拓扑中输入电压范围最宽 的。这对于输入环境恶劣发热负载时比较好的。它的缺点是：输出纹波较大，但 这可以通过在输出端增加一级 LC 滤波器来减小纹波。这种电路通常适合应用在 输出功率在 250W 以下，电压和负载的调整率在 5%~8%左右的电路中。反激式 电路也有电流连续和电流断续两种工作模式， 但值得注意的是反激式电路工作于 电流连续模式下会显著降低磁芯的利用率， 所以本文设计电路工作在电流断续模 式下。 控制电路是开关电源的核心部分，控制的好坏直接影响电路的整体性能， 在这个电路中采用的是以UC3842为核心的峰值电流型双闭环控制模式。即在输 出电压闭环的控制系统中增加直接或间接的电流反馈控制。 电流模式控制可以使 系统的稳定性增强，稳定域扩大，改善系统的动态性能，消除了输出电压中由输 入电压引入的低频纹波。 保护电路是开关电源中必不可少的补充，在这个电路中引入了输入过流保 护、输出过流保护、输出过压保护、过热保护等。其中输入过流保护是通过在原 边引入取样电阻R 1 4 ，接到U C 3 8 4 2 的3 脚，当R 1 4 上的电压超过1 V ，会关断P W M 的输 出从而起到保护作用， 输出过压保护是通过输出电压分压后送到误差放大器的反 相端，和电压基准比较从而来控制R 9 的电压，来控制U C 3 8 4 2 的输出占空比，达到 输出电压稳压的作用。 C 6 用来滤除芯片反馈网络调节误差比较器的输出端（1 脚） 的高频迭加信号。R 5 为开关管的驱动电阻，一般在1 0 ～1 0 0 Ω取值，本电路取2 2 Ω。R 5 越大，开关管导通越慢, 开关管上的损耗也越大。 R 4 取1 0 k Ω左右，主要 是防止M O S 管栅极悬空。C 1 0 、R 1 0 起对三端稳压管T L 4 3 1内部放大器进行相位补 偿的作用。C 7 、R 1 3 是U C 3 8 4 2 误差放大器的补偿网络。 当系统输入电压时，电路先由启动电阻R2（43kΩ）提供启动电流后，由自 馈线圈、二极管FR107、C2构成辅助电源, ,使UC3842的7脚电压达到16V时，使 UC3842 启动并有输出, 使MOS 开关管导通, 能量存贮在变压器T 1中. 此时, 由 于二次侧各路整流二极管反向偏置,故能量不能传到T 1 的二次侧, T 1 的一次侧 电流通过电阻R14 检测并与UC3842 内部提供的1V 基准电压进行比较, 当达到 这一电平时, 开关管关断, 所有变压器的绕组极性反向, 输出整流二极管正向偏 置, 存贮在T 1 中的能量传输到输出电容器中。启动结束后, 反馈线圈的电压整 流后经取样电阻分压回送到误差放大器的反向端(脚2) 和UC3842 内部的2.5V基 准电压作比较来调整驱动脉冲宽度, 从而改变输出电压以实现对输出的控制。这 样, 能量周而复始地存贮释放, 给输出端提供电压。 2、电路主要参数的设计
这样就大大减少了开关管的电压应力。
Uin *
R1 C1 T D0
Uout
C0 Rload
=
0.304 ×10−6 = 9.68 0.314 ×10−7
取 S np = 10
Aws =
S ns =
I 2 rms = 1.378 ×10−6 m 2 Jc
Aws = 43.89 wireA
取 S ns = 44 （10）变压器绕组的绕制结构 因为变压器绕制结构的好坏，会直接影响电源输出的纹波的大小，因而在本 电路采用三明治绕法：首先将一次侧绕组并绕于第一层上；然后绕二次侧，最后 将辅助供电绕组绕于最上层。 （1 1 ）实测电感值 绕完变压器后，经测试一次侧的电感实际值为 3 5 . 8 u H ，二次侧的电感值为 1 . 8 9 u H , 漏感为 3 . 6 u H 。 2） 、开关管的选择 因为开关管的工作频率为 1 0 0 k H z , 故选择 M O S F E T 作为开关管， 选择管子的漏 极电压应满足：
lg =
2 u0 × N p × Ae
Lp
式中 lg ———气隙长度 m m； u0 ——— 4Π ×10−7 ； N p ———原边匝数；
L p ———原边电感 m H; Ae ———磁芯面积 mm 2 。代入数据得： lg =