交流异步电动机矢量控制调速系统设计
矢量控制
异步电动机的工作原理中，最重要的是旋转磁场的产生。因此， 要实现变换必须确保空间产生同样大小、同样转速和同样转向的旋 转磁场条件下，通过绕组等效变换来实现。
从异步电动机的工作原理可知，对于空间上对称的三相定子绕
组U、V、W，可以抽象为静止的a－b－c坐标系，通过时间上对称 变化的三相正弦交流电流ia1、ib1、ic1后，产生一个以电源频率速度 在空间旋转的磁场，如图8－2中(a)、(d)所示。
空间上互差90°的两相定子绕组α、β，可以把它抽象为静止 的α—β坐标系，通以时间上互差90° 的两相正弦交流电电流iα和iβ， 也可以在空间产生一个旋转磁场，如上图中(b)、(e)所示。当该两 套绕组所产生的旋转磁场 大小相等，转速、转向相同时，这两套
绕组是相互等效的。
图8－2中(c)、(f)表示了两个相互垂直的绕组M和T分别通以
3 1 6Fra bibliotek0 1
i i
2
β
T i
F1(I1)
ω1
iT
iT cos
Φ
iM
M
1
iT sin
iM sin
α
i M cos
图8－6 旋转变换矢量图
矢量的旋转控制，即二相—二相的旋转变换（2s/2r
从二相静止坐标系到二相旋转坐标系的变换，简称 2s/2r，其中s表示静止，r表示旋转。把两个坐标系画在一 起，即得图8—6。图8—6中F1是由对称的三相定子电流ia、 ib、ic所建立的异步电动机旋转磁动势的空间矢量。由于磁动 势F1在数值上与定子电流有效值成正比，因此常用定子电流 综合矢量I1来代替F1，此时I1是与F1等效的空间矢量，而不 再是时间矢量。磁通Φ是作为旋转坐标系M轴轴线的旋转磁 通矢量，常取转子全磁通作为这一基准磁通。为了使交流的 旋转矢量变换成直流标量，M—T坐标系与I1以同样的转速 ω1在空间旋转。将定子电流综合矢量I1分解成与M轴即磁通 矢和量转方矩向电相流重分合量和，正在交同的步两旋个转分的量M—iM和T坐iT标，系即中励，磁它电们流显分然量 具有直流的特性，这样就可以如直流电动机一样，分别控制 iM和iT，实现了瞬时控制异步时机电磁转矩的性能。
异步电动机矢量控制
6
1、三相交流电产生旋转磁场
i
iA
0
iB
iC
C ωt
y
A · z x · B C
y
A z · B x· C ·
y
A
z · B x ·
60 0 900
wt=0
w t = 60
w t = 90
由此可见，交流电动机三相对称的静止绕组ABC，通以三相平衡的正 弦电流iA、iB、iC时，能够产生合成磁通势，这个合成磁通势以同步转 速沿A—B—C相序旋转。 2、两相交流电产生旋转磁场 这样的旋转磁通势也可以由两相空间上相差900的静止绕组 、 ，通 以时间上互差900的交流电来产生。
* i* * * i * 2/3相变换 iA iα B iC β
A1
-1
变频器
iT iM
反馈通道
旋转变换 A2
iα iβ 3/2相变换
A1
iA i B i C
M
以下任务是，从交流电机三相绕组中分离产生磁通势的直流分量和产生 电磁转矩的直流分量，以实现电磁解耦。解耦的有效方法是坐标变换。
13
8.2 坐标变换
异步电动机，也是两个磁场相互作用产生电磁转矩。不同的是，定 子磁势、转子磁势以及二者合成的气隙磁势都是以同步角速度在空 间旋转的矢量，且存在强耦合关系。——关系复杂，难以控制。
然而，交、直流电动机产生电磁转矩的规律有着共同的基础，电磁转矩 控制在本质上是一种矢量控制（直流电动机是特例），也就是对矢量的 幅值和空间位置的控制。
4
从电机学理论讲，任何电动机产生电磁转矩的原理，在本质上都是电动 机内部两个磁场相互作用的结果。
直流电动机，主极磁场在空间固定不变，与电枢的磁势方向总是互 相垂直（正交）、各自独立、互不影响（标量）。 例如他励电动机，励磁和电枢是两个独立的回路，可以对励磁电流 和电枢电流分别控制和调节，就能达到控制转矩的目的，实现转速 的调节。——控制灵活，容易实现。
【精品】第七章异步电动机动态数学模型的调速系统
第七章异步电动机动态模型调速系统内容提要:异步电动机具有非线性、强耦合、多变量的性质，要获得良好的调速性能，必须从动态模型出发，分析异步电动机的转矩和磁链控制规律，研究高性能异步电动机的调速方案。
矢量控制和直接转矩控制是两种基于动态模型的高性能的交流电动机调速系统，矢量控制系统通过矢量变换和按转子磁链定向，得到等效直流电动机模型，然后按照直流电动机模型设计控制系统；直接转矩控制系统利用转矩偏差和定子磁链幅值偏差的符号，根据当前定子磁链矢量所在的位置，直接选取合适的定子电压矢量，实施电磁转矩和定子磁链的控制。
两种交流电动机调速系统都能实现优良的静、动态性能，各有所长，也各有不足之处。
本章第8.1节首先导出异步电动机三相动态数学模型，并讨论其非线性、强耦合、多变量性质，然后利用坐标变换加以简化，得到两相旋转坐标系和两相静止坐标系上的数学模型。
第8.2节讨论按转子磁链定向的基本原理，定子电流励磁分量和转矩分量的解耦作用，讨论矢量控制系统的多种实现方案。
第8.3节介绍无速度传感器矢量控制系统及基于磁通观测的矢量控制系统。
第8.4节讨论定子电压矢量对转矩和定子磁链的控制作用，介绍基于定子磁链控制的直接转矩控制系统。
第8.5节对上述两类高性能的异步电动机调速系统进行比较，分析了各自的优、缺点。
第8.6节介绍直接转矩控制系统的应用实例。
8.1交流异步电动机动态数学模型和坐标变换基于稳态数学模型的异步电动机调速系统虽然能够在一定范围内实现平滑调速，但对于轧钢机、数控机床、机器人、载客电梯等动态性能高的对象，就不能完全适用了。
要实现高动态性能的调速系统和伺服系统，必须依据异步电动机的动态数学模型来设计系统。
8.1.1三相异步电动机数学模型在研究异步电动机数学模型时，常作如下的假设：（1）忽略空间谐波，设三相绕组对称，在空间中互差120°电角度，所产生的磁动势沿气隙按正弦规律分布；（2）忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是恒定的；（3）忽略铁心损耗；（4）不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。
异步电动机的矢量控制系统
isT 轴模型
cosφ sinφ
cosφ sinφ
注意：如果忽略变频器可能产生的滞后，并认为控制器中反 旋转变换器与电机内部的旋转变换环节相抵消，2/3变换器 与电机内部的3/2变换环节相抵消，则虚框内的部分可以删 去，剩下的就是直流调速系统。
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28
控制Βιβλιοθήκη i*sM M Ti*sT
(7 21)
小结：矢量控制基本方程☆
r
Lm 1 Tr
p
isM
或 : isM
1
Tr Lm
p
r
(7 12)
Te
np
Lm Lr
isT r
(7 15)
sl
Lm
Tr r
isT
(7 -17)
24
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25
二、矢量控制方法
既然异步电动机经过坐标变换可以等效成直流电动机，那 么，模仿直流电动机的控制方法，给出直流电动机的控制量， 再经过相应的反变换就能控制异步电动机。
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cosφ sinφ
根据单位矢量获取方法的不同，矢量控制方法可分为两种： ✓直接矢量控制(由Blaschke发明) ✓间接矢量控制(由Hasse发明) 。
当矢量控制所用单位矢量和磁链是直接检测到的或由检 测到的电机的端子量及转速计算得到时，被称为直接矢量 控制，也可称为磁通反馈矢量控制（Feedback Vector Control）。
MT坐标系： 规定d轴沿转子磁链Ψr方向，并称之为M (Magnetization)轴， q轴则逆时针转90º，即垂直于转子磁链Ψr，称之为T (Torque)轴。这样的两相同步旋转坐标系就规定为MT坐标系， 或称按转子磁场定向(Field Orientation)的坐标系。
基于交流电动机的动态模型的间接矢量控制仿真与设计
电力拖动自动控制系统课程设计学院：信息与电气工程学院班级：电气三班学号:姓名：基于交流电动机的动态模型的间接矢量控制仿真与设计一设计目的：应用所学的交、直流调速系统的基本知识与工程设计方法，结合生产实际，确定系统的性能指标与实现方案，进行运动控制系统的初步设计。
应用计算机仿真技术，通过在MATLAB软件上建立运动控制系统的数学模型，对控制系统进行性能仿真研究，掌握系统参数对系统性能的影响。
在原理设计与仿真研究的基础上，应用PROTEL进行控制系统的印制板的设计，为毕业设计的综合运用奠定坚实的基础二设计参数：额定输出功率17KW；定子绕组额定线电压380V；定子绕组额定相电流25A;定子绕组每相电阻0.1欧姆；定子绕组接线形式Y；转子额定转速1430rpm;转子形式:鼠笼式；转子每相折算电阻:1欧姆；转子折算后额定电流50A；额定功率因数：0.75；电机机电时间常数1S;电枢允许过载系数1.5；环境条件:电网额定电压:380/220V; 电网电压波动10%;环境温度:-40~+40摄氏度; 环境相对湿度:10~90%.控制系统性能指标:转差率：3%；调速范围：D＝20；电流超调量小于等于5%;空载起动到额定转速时的转速超调量小于等于30%;稳速精度：0.03.三动态模型：（1） 电压方程：ϕP Ri u += （2） 磁链方程：Li =ϕ，i d dLd d L Ri u tiωθ++= （3） 运动方程：tp Ld d n J ω+T=T（4） 转矩方程：i L i n T p θ∂∂=T 21四坐标变换为简化和求解三相异步电机的数学方程，须按图1对电机坐标系的基本方程进行坐标变换，实现电机模型的解耦。
1坐标变换模块图：2W1生成模块：3PI模块变换：4Um,UM 生成模块：图1 永磁容错电机常用坐标系根据坐标变换理论，可得三相静止到两相静止坐标系变换矩阵为⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎣⎡---=2323021211322/3ss C （3-1） 两相静止到两相旋转坐标系变换矩阵：⎥⎦⎤⎢⎣⎡-=θθθθcos sin sin cos C 2/s 2r （3-2） 转子初始磁链在各坐标系分量为：⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡=⎥⎦⎤⎢⎣⎡023f q d ψψψ （3-3） 可得电机在两相旋转坐标系下的电压方程、磁链方程、转矩方程如下：⎪⎩⎪⎨⎧++=-+=d s q q q qs d d d p Ri U p Ri U ψωψψωψ （3-4） ⎪⎩⎪⎨⎧=+=q q qfd d d iL i L ψψψ23 （3-5） )(d q q d p e i i n T ψψ-= （3-6）五按转子磁链定向实现异步电机矢量控制按转子磁链定向的坐标系称为MT 坐标系，M 轴与转子磁链方向一致。
基于交流电动机动态模型的直接矢量控制系统的仿真与设计
基于交流电动机动态模型的直接矢量控制系统的仿真与设计姓名：班级：电气三班学号：专业：电气工程及其自动化1.引言异步电机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，通过坐标变换，可以使之降阶并化简，但并没有改变其非线性、多变量的本质。
需要高动态性能的异步电机调速系统必须在其动态模型的基础上进行分析和设计，但要完成这一任务并非易事。
经过人们的多年的潜心研究和实践，有几种控制方案已经获得了成功的应用，目前应用最广的就是矢量控制系统。
直接矢量控制就是一种优越的交流电机控制方式，它模拟直流电机的控制方式使得交流电机也能取得与直流电机相媲美的控制效果。
本文研究了交流电动机动态模型的直接矢量控制系统的设计方法。
并用MATLAB 最终得到出仿真结果。
2. 矢量控制系统结构异步电动机经过坐标变换可以等效成直流电动机，那么，模仿直流电动机的控制策略，得到直流电动机的控制量，再经过相应的坐标反变换，就能够控制异步电动机了。
由于进行坐标变换的是电流(代表磁动势)的空间矢量，所以这样通过坐标变换实现的控制系统就称为矢量控制系统(VectorControlSystem)，简称VC 系统。
VC 系统的原理结构如图1所示。
图中的给定和反馈信号经过类似于直流调速系统所用的控制器，产生励磁电流的给定信号*m i 和电枢电流的给定信号*t i ，经过反旋转变换1-VR 一得到*αi 和*βi ，再经过2／3变换得到*A i 、*B i 和*C i 。
把这三个电流控制信号和由控制器得到的频率信号1ω加到电流控制的变频器上，所输出的是异步电动机调速所需的三相变频电流。
图1 矢量控制系统原理结构图在设计VC 系统时，如果忽略变频器可能产生的滞后，并认为在控制器后面的反旋转变换器1-VR 与电机内部的旋转变换环节VR 相抵消，2／3变换器与电机内部的3／2变换环节相抵消，则图1中虚线框内的部分可以删去，剩下的就是直流调速系统了。
可以想象，这样的矢量控制交流变压变频调速系统在静、动态性能上完全能够与直流调速系统相媲美。
异步电动机矢量控制
19
3、定子绕组轴系的变换 (A B C )
下图表示三相异步电动机定子三相绕组A、C、C和与之等效的二相
异步电动机定子绕组 、 中各相磁势矢量的空间位置。三相的A轴
与二相的 轴重合。
B
假设当二者的磁势波形按正弦分 布，当二者的旋三相绕组和二相绕
12
矢量变换控制的基本思想和控制过程可用框图来表示：
旋转坐标系
静止坐标系
控制通道
ω* ψ*
控制器
iT* iM*
旋转变换 A-21
iα*
iβ*
2/3相变换
iA*
i
*
B
iC*
A
-1 1
变频器
iT iM 旋转变换
iα iβ 3/2相变换 iA iB i C
M
A2
A1
反馈通道
以下任务是，从交流电机三相绕组中分离产生磁通势的直流分量和产生 电磁转矩的直流分量，以实现电磁解耦。解耦的有效方法是坐标变换。
组的瞬时磁势沿 、 轴的投影
β
N3iB
N2iα N2iβ
α N3iA A
应该相等。（N2、N3为匝数）
C N3iC
3/2变换
N 2ia
N3iA
N3iB
cos
2
3
N 3iC
cos
4
3
2
4
N 2i 0 N3iB sin 3 N3iC sin 3
20
经计算整理，得：
i
N3 N2
i
A
1 2
iB
1 2
第八章 异步电动机矢量控制
主要内容：
矢量控制的基本思想 坐标变换 异步电动机在不同坐标系下的数学模型 异步电动机矢量控制系统举例
交流电动机变频调速控制方案
交流电动机变频调速控制方案（１）开环控制（2）无速度传感器的矢量控制（3）带速度传感器矢量控制（ 4）永磁同步电动机开环控制6-12、试分析三相SPWM的控制原理。
在PWM型逆变电路中，使用最多的是图6-43a的三相桥式逆变电路，其控制方式一般都采用双极性方式。
U、V和W三相的PWM控制通常公用一个三角波载波uc，三相调制信号U ru , U rv 和, U rw的相位依次相差1200。
U、V和W各相功率开关器件的控制规律相同，现以U 相为例来说明。
当Uru > uc时，给上桥臂晶体管V1以导通信号，给下桥臂晶体管V4以关断信号，则U相相对于直流电源假想中点N’的输出电压UUN’= Ud/2。
当Uru < uc时，给V4以导通信号，给V1以关断信号，则UUN’=Ud／2。
V1和V4的驱动信号始终是互补的。
当给V1（V4）加导通信号时，可能是V1（V4）导通，也可能二极管VD1（VD4）续流导通，这要由感性负载中原来电流的方向和大小来决定，和单相桥式逆变电路双极性SPWM控制时的情况相同。
V相和W相的控制方式和U相相同。
UUN’、 UVN’和Uwn’的波形如图6-43b 所示。
可以看出，这些波形都只有±Ud两种电平。
像这种逆变电路相电压（uUN’、uVN’和uWN’）只能输出两种电平的三相桥式电路无法实现单极性控制。
图中线电压UUV的波形可由UUN’― UVN’得出。
可以看出，当臂1和6导通时，UUV = Ud，当臂3和4导通时，UUV =―Ud，当臂1和3或4和6导通时，Uuv=0，因此逆变器输出线电压由+Ud、-Ud、0三种电平构成。
负载相电压UUN可由下式求得（6-18）从图中可以看出，它由（±2/3）Ud，（±1/3）Ud和0共5种电平组成。
(a) (b)图6-43三相SPWM逆变电路及波形在双极性SPWM控制方式中，同一相上下两个臂的驱动信号都是互补的。
异步电动机矢量控制系统设计及仿真英文文献及翻译
异步电动机矢量控制调速系统英语文献翻译The Design of the Vector Control System of AsynchronousmotorAbstract: Among various modes of the asynchronous motor speed control has the advantages of fast response ,stability ,transmission of high-performance and wide speed range ,For the need of the asynchronous motor speed control ,the design uses 89C196 as the controller , and introduces the designs of hardware and software in details .The design is completed effectively with good performance simple structure and good prospects of development.Key words :Asynchronous motor ,89C196 ,Vector control1.IntroductionAC asynchronous motor is a higher order ,multi-variable ,non-linear ,and strong coupling object ,using the concept of parameters reconstruction and state reconstruction of modern control theory to achieve decoupling between the excitation component of AC motor current and torque component ,and the control process of AC motor is equivalent to the control process of DC motor .the dynamic performance of AC speed regulation system obtainingnotable improvement ,thus makes DC speed replacing AC speed possible finally . The current governor of the higher production process has been more use of Frequency Control devices with vector-control.2.Vector ControlWith the criterion of producing consistent rotating magnetomotive force ,the stator AC current A i,B i,C i by 3S/2S conversion in the three-phase coordinate system ,can beequivalent to AC current i sd ,i sq.in two-phase static coordinatesystem .through vector rotation transformation of the re-orientation of the rotor magnetic field ,Equivalent to a synchronous rotation coordination of the DC current i e d,i e q.When observers at core coordinates with the rotation together ,AC machine becomes DC machine .Of these ,the AC induction motor rotor total flux r，it has become the equivalent of the DC motor motor flux ,windingsed equivalent to the excitation winding of DC motor , i e d equivalent to the excitation current ,windings q e equivalent to false static windings , i e q equivalent to the armature current proportional to torque .After the transformation above ,AC asynchronous motor has been equivalent to DC motor .As aresult of coordinate transformation of the current (on behalf of magnetic momentum)space vector ,thus ,this control system achieved through coordinate transformation called the vector control system ,referred to VC system .According to this idea ,could constitude the vector control system that can control ψand i e q directly , as show in Figure 1.In the figure a given rand feedback signal through the controller similar to the controller that DC speed control system has used ,producing given signal i e qs*of the excitation current and given signal i e ds*of the armature current ,after the anti-rotation transform VR1-obtaining i e qs*and i e ds*,obtains i A*,i B*,i C*by 3S/2S conversion .Adding the three signals controlled by current and frequency signal ω1obtained by controller to the inverter controlled by current and frequency conversion current that asynchronous motor needs for speed.3.The Content and Thought of the DesignThis system uses 80C196 as controller ,consists of detection unit of stator three-phase current unit of keyboard input ,LCD display modules , given unit of simulation speed detection unit of stator three-phase voltage ,feedback unit of speed and output of control signals .System block diagram show in Figure 2, the system applies 16 bits MCU 80C196 as control core ,with somehardware analog circuits composing the vector control system of asynchronous motor . On the one hand ,80C196 through the A/D module of 80C196 ,speed gun and the given speed feedback signals has been obtained ,obtaining given torque of saturated limiting through speed regulator ,to obtain the given torque current ;Use a given function generator to obtain given rotor flux ,through observation obtaining real flux ,through flux regulation obtaining given excitation current of given stator current ,then the excitation current and the torque current synthesis through the K/P transformation ,obtaining amplitude and phase stator current ,after amplitude of stator current compared to the testing current ,control the size of stator current through current regulator ;on the other hand ,the stator current frequency is calculated by the simultaneous conversation rate for the time constant of the control inverter ,regularly with timer ,through PI ,submitting trigger word to complete the trigger of the inverter.4.The Design of Hardware and SoftwareThe hardware circuits of system mainly consists of AC-DC-AC current inverter circuit ,SCR trigger inverter circuit ,rectifier SCR trigger circuit ,the speed given with the gun feedback circuit ,current central regulation circuit ,protection circuit andother typical circuits .The design of software includes ;speed regulator control and flux detection and regulation4.1AC-DC-AC Current Converter CircuitThe main circuit uses AC-DC-AC Current Converter in the system as shown in Figure 3,and main features can be known as follows:1)Main circuit with simple structure and fewer components .Forthe four-quadrant operation ,when the brake of power happens ,the current direction of the main circuit keeps the same ,just changing the polarity of the voltage ,rectifier working in the state of inverter ,inverter working in the state of rectifier .The inverter can be easily entered ,regenerative braking ,fast dynamic response .The voltage inverter has to connect to a group of inverters in order to regerative braking ,bringing the electric energy back to power grids. 2)Since the middle using a reactor ,current limit ,is constantcurrent source .Coupled with current Loop conditioning ,current limit ,so it can tolerate instantaneous load short-circuit ,automatic protection ,thereby enhancing the protection of over current and operational reliability .3)The current inverter can converter with force and the outputcurrent instantaneous value is controlled by currentinverter ,meeting the vector control requirements of AC motors .Converter capacitor charging and discharging currents from the DC circuit filter by the suppression reactor ,unlike a greater inrush current in voltage inverter ,the capacitor’s utilization is of high level .4)Current inverter and the load motor form a whole ,and theenergy storage of the motor windings is also involved in the converter ,and less dependent on the voltage inverter ,so it has a certain load capacity .4.2Inverter SCR trigger drive circuitThe Inverter SCR trigger drive circuit as shown in Figure 4 .Inverter trigger signal is controlled by PI of 80C196 ,slip signal outputting through PI via PWM regulation in the SCM through the photoelectric isolation to enlarge ,to control the trigger of the inverter .The system uses P1.6 as control and uses P1.0-P1.5 to control six SCR inverters separately ,so the trigger circuits is composed by six circuits above.The principles of drive circuit of SCR trigger inverter are as follows :when the PWM from PI is high signal after and gate ,photoelectric isolation is not on ,composite pipe in a state of on-saturated ,the left side of the transformer forming circuit ,and that the power of the signal amplifies (currentenlarges);when the PWM from PI is low signal after and gate ,photoelectric isolation is on ,composite pipe in a state of cut-off ,and the left side of the transformer can not form circuit ;thus ,composite pipe equivalent to a switch ,and its frequency of the PWM ,so the left side of the transformer form AC signals ,to trigger SCR inverter after transformer decompression ,half-wave rectifier and filter .4.3Current Loop conditioning circuitsAfter the vector calculation ,outputting given current through D/A module ,testing feedback current by the current testing circuit ,sending them to the simulator of the PI regulator to regulate ,can eliminate static difference and improve the speed of regulation .The output of the analog devices can be regarded as the phase-shifting control signals of the rectifier trigger .Current Loop conditioning circuits as shown in Figure 5.4.4The control of speed regulatorSpeed regulator uses dual-mode control .Setting a value TN of speed error ,when the system is more than the deviation (more than 10 percent of the rated frequency),as rough location of the start ,using on-off control ,at this time ,speed regulator is in the state of amplitude limit ,equivalent to speed loop being open-loop ,so the current loop is in the state of the most constantcurrent regulation .Thus ,it can play the overload ability of small deviation ,the system uses PI linear control instead of on-off control .As a result ,absorbing the benefits of non-linear ,the system meets stability and accuracy . The speed regulator flowchart is as show in Figure 6 .4.5 Flux RegulationSlip frequency vector control system can be affected by the motor parameters ,so that the actual flux and the given flux appear a deviation .This system is of observation and feedback in the amplitude of the magnetic flux ,regulating flux of the rotor ,actual flux with the changes of given flux .Flux regulator is also the same as the speed regulator ,using PI regulator .The discrete formula is :t e T e k i i ni S i m m m n n n n )}()({)1()(+∆+-= (1) Plus a reminder to forecast for correction :)1()(2--=n n i i I m m m (2)In the formula , k m is proportional coefficient , t n is integralcoefficient , T S is sampling period , I m is the actual out putvalue)1()(--=∆n e n e e n (3))()(2*2n n e n ΦΦ-= (4) When it is in the state of low frequency (f<5HZ), r 1 can not beignored ,the phase difference between V 1 and E 1 enlarges , and the formula V 1V '1≈ no longer sets up .Through theApproximate rotor flux observerand the formula L I r I V L I m T m m 1101112-)(ω-==Φto observe the fluxamplitude ,only open-loop control of flux ,that is ,to calculate from a given flux ,and that is L I mm Φ=*2 .In addition ,in order to avoid disorders ,or too weak and too strong magnetic ,limiting the output i m in preparation for the software ,making it in theranges from 75% to 115% rated value.5. Design SummaryThis text researches the vector control variable speed control system of the asynchronous motor design .The SCM 80C196 and the external hardware complete the asynchronous motor speed vector control system design efficiently ,and meet the timing control requirements .The vector control system design thinks clearly ,has a good speed performance and simple structure .It has a wide range of use and a good prospect of development from the analysis and design of the speed asynchronous motor vector control systems .The innovations ;(1) Complete the data acquisition of the speed andvoltage ,output the control signal and save the deviceseffectively with the help of the 80C196 microcontroller owned A/D ,D/A.(2)Because the Current Source Inverter uses forcedconverter ,the maximum operating frequency is free from the power grid frequency .And it is with speed range.(3)This system uses constant flux to keep the constant fluxstably .Use stator physical voltage amplitude to approximate the observed flux amplitude value .The magnetic flux overcomes the impact of the parameter changes .This way is simple and effective .Figure 1 .Vector Control System PrincipleFigure 2. Scheme of SystemFigure 3. AC-DC-AC Current inverter Circuit Figure 4. Inverter SCR trigger drive circuitFigure 5. Current Loop conditioning circuitsFigure 6. Flux regulation flowchart ReferencesHisao Kubota and Kouki Matsuse.(1994). Speed SensorlessField-Oriented Control of Induction Motor withRotor Resistance Adaptation .IEEE Trans .Ind. A ppl. V ol.30,No.5,pp.1219-1224.Li,Da, Yang ,Qingdong ,and Liu, Quan.(2007).The DSP permanent magnet synchronous linear motor vector control system Micro-computer information,09-2;195-196Liu,Wei. (2007).The application design about vector control of current loop control .Micro-computer information ,07-1;68-70Zhao ,Tao ,Jiang ,WeiDong ,Chen, Quan,and Ren,Tao .(2006).The research about the permanent magnet motor drive system bases on the dual-mode control .Power electronics technology,40(5):32-34异步电动机矢量控制调速系统设计摘要：异步电动机的各种调速方式中，矢量控制的调速方式响应快、稳定性好、传动性能高、调速范围宽。
交流电机矢量控制-转差频率控制系统和各种矢量控制方法
' M
2iT
1
T
3 2
p
Lm L'22
' M
2iT
1
(2 112)
(2 105) (2 109)
➢ 转速表达 • 从T轴转子电压方程[式（2-106）第四行]
得
0 (1 )(LmiM1 L'22iM' 2 ) R2' ir' 2
(1
)
' M
2
R2' iT'
2
(2 108)
或(1
)
R2' iT' 2
第四章 交流电机矢量控制-
转差频率控制系统和 各种矢量控制方法
王军 教授 西华大学 电气信息学院
三、转差频率控制系统
1. 工作原理: 异步电机稳态运行时电磁转矩为
2. 转差频率控制系统构成
转差频率控制系统构成
在转差频率控制中，采用转子转速闭环控制， 电机给定角速度ω*信号与来自电机转速传感器 的反馈信号ω进行比较，其误差信号经过PI调节 器并限幅以后得到给定转差角频率。限幅的主 要目的在于限制转差角频率，使电机可以用逆 变器容许电流下的最大转矩进行加减速运转， 所以不需要设定加减速时间，就能以最短的时 间内实现加减速。系统的其他部分与V/F控制方 式相同。
转差频率控制系统
转差频率控制系统
转差频率控制系统
转差频率控制系统的特点:
优点: 采用转速闭环; 在动态过程中,转速调节器饱和,系 统快速性好. 缺点:
1. 控制规律是从电机稳态电路和稳态转矩公式出发. 2. 不能保持磁通恒定.
四、转子磁场定向异步电机矢量控制
取转子全磁通 （'2 对应转子全磁链
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目录摘要 (I)1绪论 (1)1.1交流调速技术概况 (1)1.2异步电动机矢量控制原理 (2)2矢量控制理论 (4)2.1矢量控制 (4)2.2异步电机的动态数学模型 (5)2.3坐标变换 (7)3矢量控制系统硬件设计 (9)3.1矢量控制结构框图 (9)3.2矢量控制系统的电流闭环控制方式思想 (9)3.3各个子系统模块 (10)3.4矢量控制的异步电动机调速系统模块 (12)4 SIMULINK仿真 (13)4.1MATLAB/S IMULINK概述 (13)4.2仿真参数 (13)4.3仿真结果 (14)5总结 (16)参考文献 (17)摘要异步电机的物理模型之所以复杂，关键在于各个磁通间的耦合。
本设计把异步电动机模型解耦成有磁链和转速分别控制的简单模型，就可以模拟直流电动机的控制模型来控制交流电动机。
综合矩阵变换的控制策略及异步电动机转子磁场定向理论，采用计算机仿真方法分别建立了矩阵变换仿真模型以及基于矩阵变换的异步电动机矢量控制系统仿真模型，对矩阵变换的控制原理、输入、输出性能以及矢量控制系统的优质的抗扰能力及四象限运行特性进行分析验证，展现了该新型交流调速系统的广阔发展前景，并针对基于矩阵变换的异步电动机矢量控制系统的特点，着重对矢量控制单元进行了软件设计。
直接矢量控制就是一种优越的交流电机控制方式，它模拟直流电机的控制方式使得交流电机也能取得与直流电机相媲美的控制效果。
本文研究了矢量控制系统中磁链调节器的设计方法。
并用MATLAB最终得到了仿真结果。
关键词：坐标变换；矢量控制；MATLAB/simulink1绪论1.1交流调速技术概况工农业生产、交通运输、国防军事以及日常生活中广泛应用着电机传动，其中很多机械有调速要求，如车辆、电梯、机床及造纸机械等，而风机、水泵等为了减少损耗，节约电能也需要调速。
过去由于直流调速系统调速方法简单、转矩易于控制，比较容易得到良好的动态特性，因此高性能的传动系统都采用直流电机，直流调速系统在变速传动领域中占统治地位。
但是直流电机的机械接触式换向器结构复杂、制造成本高、运行中容易产生火花、需要经常的维护检修，使得直流传动系统的运营成本很高，特别是由于换向问题的存在，直流电机无法做成高速大容量的机组，如目前3000转/分左右的高速直流电机最大容量只有400千瓦左右，低速的也只能做到几千千瓦，远远不能适应现代生产向高速大容量化发展的要求。
交流电机高效调速方法的典型是变频调速，它既适用于异步电机，也适用于同步电机。
交流电机采用变频调速不但能实现无极调速，而且根据负载的特性不同，通过适当调节电压和频率之间的关系，可使电机始终运行在高效区，并保证良好的动态特性。
交流变频调速系统在调速时和直流电机变压调速系统相似，机械特性基本上平行上下移动，而转差功率不变。
同时交流电机采用变频起动更能显著改善交流电机的起动性能，大幅度降低电机的起动电流，增加起动转矩，所以变频调速是一种理想的交流电机调速方法。
据统计，电机类的耗电量占企业总用电量的70%以上，因此电机节能对国家经济具有重要的意义，电气传动及其自动化技术是电气技术的重要组成，电力传动的技术发展水平也是体现国家科技水平的重要方面。
应用变频调速技术对电机进行节能技术改造，可以有效地节电量，取得很好的经济效益。
20世纪60年代以前的调速系统以直流机组及晶闸管构成的直流V-M系统为主。
随着80年代IGBT等新型电力电子器件及微机控制技术的发展，及以矢量控制为代表的各种交流调速理论的发展，也伴随着人们为解决能源危机的巨大科研投入，交流调速技术得到迅速发展。
交流传动系统在性能上也已取得了长足发展，具备了宽调速范围、高稳态精度、快速动态响应及四象限运行等良好技术性能，其动、静态特性可以和直流传动系统相媲美。
交流调速系统其结构简单、功率大、坚固耐用、惯量小、矢量控制等高性能控制动态响应好、效率高、性价比高、高精度等特点，是目前运用最广泛且最有发展前途的调速方式，在传动系统领域占据了主导地位，在工业应用中远远超过了直流电机调速系统的应用，并有逐渐取代直流调速的趋势。
1.2异步电动机矢量控制原理矢量控制的基本思路是以产生相同的旋转磁动势为准则，将异步电动机在静止三相坐标系上的定子交流电流通过坐标变换等效成同步旋转坐标系上的直流电流，并分别加以控制，从而实现磁通和转矩的解耦控制，以达到直流电机的控制效果。
所谓矢量控制，就是通过矢量变换和按转子磁链定向，得到等效直流电机模型，在按转子磁磁链定向从标系中，用直流电动机的方法控制电磁转矩与磁链，然后将转子磁链定向坐标系中的控制量经变换得到三相坐标系的对应量，以实施控制。
其中等效直流电动机模型如图1.1所示，在三相坐标系上的定子交流电流i A、i B、i C，通过3/2变换可以等效成两相静上正交坐标系上的交流i sα和i sβ，再通过与转子磁链同步的旋转变换，可以等效成同步旋转正交坐标系上的直流电流i sm和i st。
矢量控制实现的基本原理是通过测量和控制异步电动机定子电流矢量，根据磁场定向原理分别对异步电动机的励磁电流和转矩电流进行控制，从而达到控制异步电动机转矩的目的。
具体是将异步电动机的定子电流矢量分解为产生磁场的电流分量和产生转矩的电流分量分别加以控制，并同时控制两分量间的幅值和相位，即控制定子电流矢量，所以称这种控制方式为矢量控制方式。
iii图1.1 异步电动机矢量变换及等效直流电动机模型在三相坐标系上的定子交流电流i A、i B、i C，通过3/2变换可以等效成两相静止正交坐标系上的交流i sα和i sβ再通过与转子磁链同步的旋转变换，可以等效成同步旋转正交坐标系上的直流电流i sm和i st。
m绕组相当于直流电动机励磁绕组，i sm相当于励磁电流，t相当于电枢绕组，i st相当于与转矩成正比的电枢电流。
其中矢量控制系统原理结构如图1.2所示。
图1.2矢量控制系统原理结构图通过转子磁链定向，将定子电流分量分解为励磁分量i sm和转矩分量i st，转子磁链ψr仅由定子电流分量i sm产生，而电磁转矩T e正比于转子磁链和定子电流转矩分量的乘积，实现了定子电流的两个分量解耦。
简化后的等效直流调速系统如图1.3所示。
图1.3简化后的等效直流调速系统2矢量控制理论2.1矢量控制1.问题分析无论采取何种方式对异步电机进行调速控制，其实质都是直接或间接控制电机的转矩。
所谓异步电机的矢量控制，实际上就是借鉴直流电机的转矩关系，通过坐标变换的方法，得到与直流电机转矩形式相似的异步电机解耦转矩表达式，进而对其进行方便调节的控制方式。
2.直流电机的转矩控制已知直流电机的转矩，即T e =KΦI a =K’ I a I f (假设Φ∝I f )，式中，K 、 K’为比例系数；I a 为直流电机转子电枢电流，单位为A ；I f 为定子励磁电流，单位为A ；Φ可认为是由定子励磁电流单独产生的气隙主磁通，单位为Wb(忽略转子电枢电流的电枢反应)。
3.异步电机的转矩分析在定子三相绕组通以三相对称的交流电时，产生一个以速度ω1旋转的空间磁场，该磁场在转子绕组中感应出转子电流，最终转子电流与空间磁场相互作用产生电磁转矩，异步电机电磁转矩的表达式，即T e =KΦm I 2 cosФ24.矢量控制原理参考直流电机中的解耦控制，如果能够把异步电机的定子电流也分解为互相正交的磁场分量i d 和转矩分量i q ，(这里的磁场分量和转矩分量分别对应于直流电机的励磁电流I f 及电枢电流I a )，就可以得到异步电机另一种电磁转矩表达式，即T C =Ki d i q 显然。
如果以定子电流作为控制对象，想办法得到相互解耦的i d 和i q ，则对定子电流的控制就可转化为对i d 和i q 的控制，而i d 和i q 又是解耦的，对i d 和i q 分别控制就可以像直流电机一样方便地控制电磁转矩，这就是矢量控制，下面分析整个解耦过程。
三相静止坐标系到同步旋转坐标系下的转换矩阵VR ，即⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎭⎫⎝⎛+----+-=212121)32sin()32sin(sin )32cos()32cos(cos 32πθπθθπθπθθVR其反变换矩阵为：⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛+-+----=-1)32sin()32cos(1)32sin()32cos(1sin cos 1πθπθπθπθθθVR通过上述变换，可将静止坐标系下的三相电流i a 、i b 、i c 等效地变换为旋转坐标下(与磁场同步旋转)的两相正交的电流i d 和i q ( i 0在三相对称情况下为0)，而i d 和i q 是互相解耦的，最终可以实现类似于直流电机的解耦控制。
而且d s -q s 和d r -q r 在空间的位置始终是重合的。
可以将两相旋转坐标系下感应电机的磁链表达式、电压方程式及电机输出转矩和运动方程写为:磁链方程：⎪⎪⎪⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛rq rd sq sd φφφφ=⎪⎪⎪⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛r mrm m smsL L L L L L L L ⎪⎪⎪⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛rq rd sq sd i i i i电压方程：⎪⎪⎪⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛⎪⎪⎪⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛+-+-+--+=⎪⎪⎪⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛rq rd sq sd r s r dqr m m dqr rdqr r r m dqr m m mdqs s s s dqs m dqs m sdqs s s rq rd sq sd i i i i p L R L p L L L p L R L p L p L L p L R L L p L L p L R u u u u ωωωωωωωω转矩方程: T e =n p L m (i sq i rd –i sd i rq )以上关系说明，选择转子磁链的空间矢量方向为M 轴方向进行定向，并控制Ψm2的幅值不变，可实现磁场电流分量与转矩电流分量之间的解耦。
这样控制转子转矩电流，就能达到控制T 的目的。
以磁场进行定向的M 轴与定子绕组a 轴间的夹角Ф可看做是从定子侧面观测到的转子磁通位置，它是一个空间变量，需要通过磁通监测器或磁通运算回路监测出来。
2.2异步电机的动态数学模型异步电机的动态数学模型是一高阶、非线性、强耦合的多变量系统。
在研究异步电机的多变量非线性数学模型时，常做如下的假设：忽略空间谐波，设三相绕组对称，在空间中互差120°电角度，所产生的磁动势沿气隙周围按正弦规律分布；忽略磁路饱和，认为各绕组的自感和互感都是恒定的；忽略铁心损耗；考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。
规定各绕组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。
这时，异步电动机的数学模型由下述电压方程、磁链方程、转矩方程和运动方程组成。