应用于PWM降压DC—DC变换器的高性能误差放大器
DCDC升压变换器芯片的误差放大电路与振荡电路模块设计
重庆大学本科学生毕业设计（论文）DCDC升压变换器芯片的误差放大电路与振荡电路模块设计学生：马娟学号：********指导教师：***专业：电子科学与技术重庆大学光电工程学院二O一一年六月Graduation Design(Thesis) of Chongqing UniversityDesign of Error Amplifier and Oscillation circuit for DCDC Boost Converter ChipUndergraduate: Ma JuanSupervisor: Prof. Yu HuaMajor: Electronic Science and TechnologyCollege of Optoelectronic EngineeringChongqing UniversityJune 2011摘要随着无线网络通讯技术的快速发展，DCDC变换器在远程操控和数字通讯领域也有着广泛的应用，因而DCDC变换器技术也得到了更多的要求。
而高频率、高功率密度、小尺寸、反应迅速、高可靠性和多元化成为了DCDC变换器的发展趋势。
本文主要对固定频率DCDC变换器的两个核心电路模块误差放大器和振荡电路进行分析和设计。
该误差放大器的共模输入电压为 1.0V～2.6V，而开环增益达到80dB，相位裕度为60°，单位增益带宽达到2MHz。
振荡电路的输入电压为4V～6V,要求产生矩形脉冲和三角波信号，其频率为1.0MHz。
本文首先介绍了DCDC变换器的四种拓扑结构：Buck变换器、Boost变换器、Buck-Boost变换器和Cuk变换器，然后详细阐述了本次设计的DCDC升压变换器的误差放大器和振荡电路模块的基本原理和架构。
误差放大器包括差分放大电路，恒定跨到电路，共源共栅电路和频率补偿电路，而振荡电路主要包括RC环形多谐振荡器，方波产生电路和三角波产生电路。
电路采用2.0µm CMOS工艺参数模型进行设计，采用ORCAD软件对电路进行设计仿真，并确定各个器件的参数，以达到性能指标，然后采用Tanner Tools v13.1版图软件进行版图设计和后仿真。
电流模式PWM升压DC-DC变换器斜升波发生器的设计
电流模式PWM升压DC-DC变换器斜升波发生器的设计王瑾;李攀;王进军;刘宁;张强【摘要】简要分析了峰值电流控制模式升压变换器的不稳定性及其原因,阐述了斜坡补偿的基本原理和设计问题.对基本的多谐振荡器电路进行了改进和优化设计,设计了适用于峰值电流模式PWM升压型DC-DC变换器斜坡补偿电路中的CMOS 斜升波发生器电路.该电路基于UMC BiCMOS工艺设计,经HSpice仿真验证达到了设计目标,性能有很大改善,满足了芯片的需要.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2007(030)017【总页数】4页(P167-169,176)【关键词】峰值电流控制;PWM;斜坡补偿;斜升波【作者】王瑾;李攀;王进军;刘宁;张强【作者单位】西北大学,信息科学与技术学院,陕西,西安,710127;西北大学,信息科学与技术学院,陕西,西安,710127;西北大学,信息科学与技术学院,陕西,西安,710127;西北大学,信息科学与技术学院,陕西,西安,710127;西北大学,信息科学与技术学院,陕西,西安,710127【正文语种】中文【中图分类】TN4321 引言开关电源按控制模式可分为电压模式和电流模式两大类，相对电压模式来说，电流模式具有优越的电源电压和负载调整特性，得到越来越广泛的应用。
但是电流反馈环在占空比大于50%时存在开环不稳定现象，容易受噪声影响等问题。
通过斜坡补偿技术，可以有效地解决上述问题，或使上述问题最小化。
电流模式控制又分为峰值电流控制和平均电流控制。
峰值电流模式是通过误差电压Ve来设定电感电流的峰值，并采用斜升波进行斜坡补偿，从而控制输出电压。
本文介绍了峰值电流控制中斜坡补偿的原理及其实现方法，并针对峰值电流控制模式PWM升压型DC-DC变换器，设计了斜坡补偿电路中最重要的斜升波发生器电路。
2 斜坡补偿的原理2.1 电路结构与工作原理峰值电流模式PWM升压DC-DC变换器控制电路如图1所示。
高频PWMDC_DC转换器的设计_应建华
⾼频PWMDC_DC转换器的设计_应建华26卷第1期2009年1⽉微电⼦学与计算机M ICROELECTRONICS&COM PUTERVol.26No.1January2009收稿⽇期:2008-02-21⾼频PWM DC/DC转换器的设计应建华,张俊,肖靖帆(华中科技⼤学电⼦科学与技术系,湖北武汉430074)摘要:设计了⼀种基于0.6L m CM OS⼯艺的⾼频PWM升压型DC/DC转换芯⽚.采⽤恒定频率、电流模式的控制结构以提供稳定的电压.本芯⽚在XFAB公司流⽚成功,测试结果表明,芯⽚的开关频率⾼达为1.2MHz,在输⼊电压分别为3.3V、5V的情况下能稳定地分别驱动4个、6个⽩光L ED,输出电压分别为12.8V、18.6V.关键词:DC/DC转换器;电流型;脉宽调制中图分类号:T N4⽂献标识码:A⽂章编号:1000-7180(2009)1-0197-04Design of High Frequency PWM DC/DC ConverterYING Jian-hua,ZHANG Jun,XIAO Jing-fan(Department of Electro nics Science and T echnology,Huazhong U niversit y of Science and Technology,Wuhan430074,China)Abstract:A hig h frequency PWM step-up DC/DC converter w ith low power dissipation w as designed by using0.6L m CM OS process.T he chip uses a constant frequency,cur rent-mode control scheme to provide steady voltag e.T he chip taped out successfully in XFA B Company.T he testing results showed that the frequency was1.2MHz,output v oltage w as12.8V and18.6V,when driving4and6white L ED in3.3V and5V input voltag e.Key words:DC/DC converter;cur rent-mode;pulse w idth modulation(PWM)1引⾔随着⼿机、mp3、PDA等便携式消费电⼦产品的⼴泛应⽤,对供电电源提出了新的要求.为保证系统稳定、可靠地⼯作,通常采⽤DC/DC开关变换器提供⼯作电压.⽂中设计了⼀种开关频率⾼达1.2MH z、电流控制型PWM升压DC/DC开关变换器,采⽤XFAB 公司的0.6L m CM OS⼯艺流⽚成功.测试结果表明,该转换器可稳定驱动串联的4到6个⽩光LED,满⾜系统设计要求.2PWM DC/DC转换器原理分析⽂中设计采⽤⼀种恒定频率、电流模式的控制结构[1],并把功率开关管和控制电路集成到⼀起.芯⽚结构如图1所⽰.SW为开关引脚;FB为输出电压的采样反馈端;SHDN为停机引脚.芯⽚内部主要模块包括基准电压源、误差放⼤器、PWM⽐较器、振荡器、电流采样电路、RS锁存器以及驱动.图1芯⽚电路框图该芯⽚的⼯作原理:在每个振荡周期的开始时, RS锁存器被置位,导通功率管,输出电压的采样值反馈到PWM⽐较器的正向端.当采样电压超过⽐较器的负输⼊端的⽔平时,RS锁存器被复位关闭功率管.通过开关功率管占空⽐的变化,调节输出电压使其稳定.3 主要电路模块设计分析3.1 电压基准源电路在DC -DC 转换器芯⽚中,因为芯⽚的输出功率⽐较⼤,要求带隙基准源在较宽的温度范围内参考源电压波动不⼤;同时由于⼯作电源电压的范围较宽,为了保证输出电压对⼯作电源电压的不敏感性,要设计⾼电源电压抑制⽐(PSRR)的带隙基准源.⽂中设计的带隙基准源电路如图2所⽰,由启动电路、带隙核、放⼤器A 和输出级组成.图2 带隙电路图其信号结构图如图3所⽰.图3 电压基准源信号结构图其中A 1(s )是V cc 到放⼤器A 输出的传函;A 2(s)是V cc 到电压基准源输出V re f 的传函;A 3(s )是放⼤器A 的输出到电压基准源输出V ref 的传函;A 4(s)是电压基准源的输出V re f 到放⼤器A 输⼊的传函;A 5(s)是放⼤器A 的开环传函.分析可知:V ref V cc =[A 1(s)+A 2(s )A 3(S )]@A 3(S )1+A 3(s )A 4(s )A 5(s)(1)通过参数的优化可以得到在低频范围内A 2(0)约等于0,A 3(0)约等于1,A 4(0)约等于1,A 1(0)和A 5(0)的值是与放⼤器A 结构相关的.化简式(1)可得低频电压抑制⽐为PSRR (0)=V ref V cc =1+A 5(0)A 1(0)U A 5(0)A 1(0)(2)为了获得⾼电源抑制⽐,采⽤了⼀种⾃偏置有源负载运算放⼤器A,利⽤⾃偏置电流源闭环反馈改变开环电阻的特性,实现⾼开环增益.晶体管M0、M 1、M2、M 6、M7、M 8构成⾃偏置电流源,M0由n 个(W /L )的MOS 管并联组成,M 1由1个(W /L )的MOS 管组成,M2是n -1个(W /L )的MOS 管并联组成,由电路⼩信号分析可得输出电阻R out =n @r oM0.电压基准源A 5(0)和A 1(0)的表达式分别为A 5(0)=n @g mQ4@r oM0(3)A 1(0)=r oQ4/(1/g -1mM0+r o Q4)U 1(4)电压基准源的低频电压抑制⽐:PSRR (0)U ng m Q4@r oM0(5)在XFAB 公司的X C 06⼯艺下,通过优化g m Q4和r oM 0,对基准源进⾏温度特性、电压调整率和电源抑制⽐仿真,仿真曲线如图4、图5所⽰.从图中可以看到,电压基准源的温度系数是11ppm/e ;低频电压抑制⽐达到92dB .图4 电压基准源温度系数仿真曲线图5 电压基准源PSRR 仿真曲线3.2 振荡器和斜波发⽣器振荡器产⽣恒稳的、周期性时变的输出波形,作为控制功率管开关的时钟.⽂中采⽤基本的充放电振荡器电路[3],⼜称为窗⼝⽐较式振荡器[4],提供⾼达1.2MH z 的开关频率,电路结构如图6所⽰.其⼯作原理:定时电容C 在两个门限电压V A 、V B 之间来回充放电,当定时电容上的电位达到两个门限电平中的某⼀个值时,RS 触发器输出Q 发⽣翻转;然后定时电容上的电位向相反⽅向变化,当其到达另⼀个门限电平时,Q 再次翻转.如此循环,产⽣振荡.198微电⼦学与计算机2009年图6 振荡器和斜波发⽣器电路结构图斜波发⽣器利⽤电流对定时电容的充放电,在电容C 上产⽣所需的斜波信号.产⽣斜波信号的⽬的是对电路进⾏斜波补偿,防⽌在占空⽐⼤于50%的情况下出现次谐波振荡,保证系统稳定性[2].设电容充电电流为I 1,放电电流为I 2,则电容C 的充电时间t 1=V 1-V 2I 1C,电容的放电时间t 2=V 1-V 2I 2,则振荡周期C 为t =t 1+t 2=(V 1-V 2)1I 1+1I 2C (6)由于充放电电流由电压基准源的PTAT 电流产⽣,振荡周期和斜升波的斜率基本保持不变.3.3 误差放⼤器误差放⼤器的作⽤是把反馈信号V FB 与内部基准电压进⾏⽐较,把电压之差放⼤,产⽣电压环误差信号,控制PWM ⽐较器正向输⼊端的电压信号.误差放⼤器的电路如图7所⽰.图7 误差放⼤器电路图由图7可知:M1、M2、M3、M4、M 17、M0、M 8组成误差放⼤器的第⼀放⼤级;M5、M7、M 9和M 10组成误差放⼤器第⼆级放⼤器,第⼆级电路是推挽输出结构,从⽽可以增加输⼊电压跟随能⼒.NMOS 管M 11⽤于对输出电压进⾏钳位,保证了芯⽚刚上电时不会产⽣电感上电流浪涌现象.M 3和M 4构成的交叉耦合结构,引⼊了⼀个局部正反馈,提⾼了第⼀级的放⼤增益,可以计算出从M2的漏级向下看到的等效电阻为:R eq =1/(g m2-g m4)-1,当g m 2>g m4,R eq >0,等效电阻增⼤,提⾼了开环增益:A v1=gm17/(g m2-g m4).第⼆级为推挽输出结构,可计算其增益为A v2=g m7(r 07+r o10).所以整个误差放⼤器的开环增益为A v =A v1A v2=g m17g m 7(r o7+r o10)/(g m2-g m4)(7)输出级的电阻R 1和电容C 1组成系统的补偿⽹络,⽤于保证系统环路的稳定性,其产⽣了极点和零点如下:s p1=1/2P (r o7+r o10)C 1s z1=1/2P R 1C 1其中产⽣的零点s z1⽤于补偿DC -DC 转换器输出负载电阻和滤波电容形成的极点;极点s p1⽤于对开关噪声进⾏衰减[1].误差放⼤器的频率特性的仿真曲线如图8所⽰.图8 误差放⼤器频率特性仿真曲线图8是误差放⼤器的频率特性曲线,由图可见:误差放⼤器的低频增益是48dB,⾸先经历⼀个低频极点,然后出现⼀个低频零点,零点对极点进⾏相位补偿,从⽽保证了DC -DC 转换器电路在单位增益带宽内等效只有⼀个主极点,使整个环路系统稳定.3.4 功率管由于功率管是整个驱动电路的核⼼器件,因此对于功率管的版图设计直接影响到了电路的整体性能.⽂中采⽤了蛇形栅结构的功率管,蛇形栅的结构优点是:(1)结构紧凑,等效宽度⼤,占⽤⾯积⼩;(2)由于多晶硅栅在拐弯处使⽤了135度的⾛向,有效避免了90度情况下局部雪崩击穿现象的发⽣;(3)源漏⾦属接触孔呈对⾓线分布,这使得MOS 器件的击穿特性,尤其是ESD 性能得到了提⾼.4 测试结果本电路已通过流⽚验证,对芯⽚在输⼊电压为199第1期应建华,等:⾼频PWM DC/DC 转换器的设计3.3V,驱动4个LED 和输⼊电压为5V,驱动6个LED 的情况下进⾏了测试,⽤Tektronix 公司的T DS2024B 数字存储⽰波器读取了输出电压波形和SW 开关电压波形,如图9、图10所⽰.图9 V in =3.3V,驱动4个LED图10 V in =5V ,驱动6个LED从图9、图10可以看出,芯⽚的开关频率在1.2MH z 左右,输出电压稳定.在3.3V 的输⼊电压、20~50e 的环境温度下对输出电压和开关频率的温度特性做了测试,并利⽤matlab 对测试数据进⾏了曲线拟合,如图11、图12所⽰.图11 输出电压温度特性图12 开关频率温度特性测试结果表明,当温度从21e 变化到50e 时,输出电压从12.662V 下降到12.436V,开关频率从1.211MH z 上升到1.289MH z.5 结束语⽂中设计了⼀种开关频率为1.2MHz 的DC/DC 转换器,采⽤恒定频率、电流模式的控制结构以提供稳定的电压.最终的测试结果表明,该芯⽚在输⼊电压分别为3.3V 、5V 的情况下能稳定地驱动4个、6个⽩光LED,开关频率在1.2MH z 左右,输出电压分别为12.7V 、18.6V,达到系统设计要求.参考⽂献:[1]Cheung Fai Lee,Philip K T M ok.A monolithic current-mode CM OS DC-DC converter wit h o n-chip cur rent -sensing technique[J].IEEE Journal of Solid-State Cir -cuits,2004,39(1):3-14.[2]韦枫,吴⾦.基于斜波补偿的电流模式PW M DC-DC 系统稳定性分析[J].电⼦器件,2003,26(4):461-463.[3]陈光明,曹家麟,汪西川.峰值电流控制模式BOO ST DC-DC 变换器的斜波发⽣器的设计[J].上海⼤学学报,2004,10(4):357-361.[4]张科峰,林映嫣,张兢,等.具有外同步功能的窗⼝⽐较式CM OS 振荡器的设计[J].微电⼦学与计算机,2007,24(12):183-186.(下转第204页)图1局域世界较⼩的度分布⽐较图图2局域世界稍⼤的度分布⽐较图图3 局域世界不同的度分布⽐较图5 结束语⽂中在BA ⽆标度⽹络模型的基础上分析了该模型的动⼒学机制,为了更接近实际⽹络⽽对新加⼊节点的择优范围作了⼀点修改,提出了⼀个局域世界线性增长的⽹络模型,通过⽤连续介质⽅法对新模型度分布的计算和计算机模拟,得出:随着时间的不断演化,局域世界线性增长的⽹络最终将演化成度分布遵循幂律分布的⽆标度⽹络,幂律指数C =3.这对在现实世界的许多合作⽹络中如何按照不同合作⽹络的动态演化机制,建⽴具体的演化⽹络模型,识别并捕捉影响⽹络拓扑结构形成的主要因素,从⽽加深对⽹络拓扑结构及其动态变化的认识,是⼗分有参考意义的.参考⽂献:[1]张磊,姜弘道.基于校园⽹络的计算[J].微电⼦学与计算机,2007,24(9):1-3.[2]王剑,廖振松.⼀种改进的⽹格作业管理实现能[J].微电⼦学与计算机,2007,24(11):1-2.[3]Barab si A L,Alber t R.Emer gence of scaling in randomnetworks[J].Science,1999,286(5439):509-512.[4]A lbert R,Barab si A L.Statistical mechanics of complexnetworks[J].Reviews of M odern Physics,2002(74):47-97.[5]L i X,Chen G.A local w orld evolving networ k model[J].Physica A ,2003(328):274-286.[6]N ew man M E J.T he structure and function of complexnetworks[J].SIAM Review ,2003(45):167-256.[7]李守伟,钱省三.⽆标度⽹络的指数增长与动态局域世界[J].复杂系统与复杂性科学,2005(1):1-3.[8]郭进利.有向复杂⽹络的Poisson 模型[J].上海理⼯⼤学学报,2006(3):2-3.[9]刘美玲,王仲君.择优选择节点构成的复杂⽹络模型研究[J].系统⼯程与电⼦技术,2006(4):2-3.[10]Deng K E,T ang Y.G rowing netwo rks based on themechanism of addition and deletion[J].Chin.phys.L ett.,2004(21):1858-1860.[11]Bianconi G ,Barabasi A L.Bose -Einstein condensationin complex netw orks[J].Phys.Rev.L ett.,2001(86):5632-5635.作者简介:刘浩⼴男,(1975-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为复杂⽹络.蔡绍洪男,(1958-),教授,博⼠⽣导师.研究⽅向为介观量⼦涨落、⾮线性物理、复杂性理论、⾃组织理论.(上接第200页)作者简介:应建华男,(1954-),硕⼠,副教授.研究⽅向为数模混合集成电路.张俊男,(1981-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为数模混合集成电路.肖靖帆男,(1983-),硕⼠研究⽣.研究⽅向为数模混合集成电路.。
毕业论文 开关电源设计
摘要开关电源因其具有稳压输入范围宽、效率高、功耗低、体积小、重量轻等显著特点而得到了越来越广泛的应用，从家用电器设备到通信设施、数据处理设备、交通设施、仪器仪表以及工业设备等都有较多应用，尤其是作为便携式产品的电池提供高性能电源输出，比其他结构具有不可超越的优势.开关电源的稳定性直接影响着电子产品的工作性能,误差放大器是直流开关电源系统中电压控制环路的核心部分，其性能优劣直接影响着整个直流开关电源系统的稳定性，因而对高性能误差放大器的分析是本论文的主要研究目标。
本文误差放大器的分析基于Buck型DC-DC转换器,从系统稳定性、负载调整率及响应速度要求的角度出发，首先对该款Buck型DC-DC转换器的系统电压控制环路进行小信号分析，并对控制环路进行了零极点分布分析，确定环路补偿策略。
最后基于系统级来分析误差放大器.关键词：开关电源；Buck型DC—DC转换器；误差放大器。
AbstractDue to their merits of wide input range，high efficiency, small in size and light in weight ect, switching power supplies are gaining more and more application areas in today’s modern world，ranging from domestic equipments to sophisticated communication and data handling systems，especially in portable devices, they have unsurpassable advantages。
The rapid development of products in corresponding application areas requires the power supplies to have better performances. The robustness of switch—mode power supplies directly affect the performance of electronic devices。
DC-DC变换的PWM技术
DC/DC变换器的PWM控制技术DC/DC变换器广泛应用于便携装置（如笔记本计算机、蜂窝电话、寻呼机、PDA等）中。
它有两种类型，即线性变换器和开关变换器。
开关变换器因具有效率高、灵活的正负极性和升降压方式的特点，而备受人们的青睐。
开关稳压器利用无源磁性元件和电容电路元件的能量存储特性，从输入电压源获取分离的能量，暂时地把能量以磁场形式存储在电感器中，或以电场形式存储在电容器中，然后将能量转换到负载，实现DC/DC变换。
实现能量从源到负载的变换需要复杂的控制技术。
现在，大多数采用PWM（脉冲宽度调制）技术。
从输入电源提取的能量随脉宽变化，在一固定周期内保持平均能量转换。
PWM 的占空因数（δ）是“on”时间（ton，从电源提取能量的时间）与总开关周期（T）之比。
对于开关稳压器，其稳定的输出电压正比于PWM占空因数，而且控制环路利用“大信号”占空因数做为对电源开关的控制信号。
开关频率和储能元件DC/DC变换器中，功率开关和储能元件的物理尺寸直接受工作频率影响。
磁性元件所耦合的功率是：P（L）=1/2（LI2f）。
随着频率的提高，为保持恒定的功率所要求的电感相应地减小。
由于电感与磁性材料的面积和线匝数有关，所以可以减小电感器的物理尺寸。
电容元件所耦合的功率是：P(c)=1/2(CV2f)，所以储能电容器可实现类似的尺寸减小。
元件尺寸的减小对于电源设计人员和系统设计人员来说都是非常重要的，可使得开关电源占用较小的体积和印刷电路板面积。
开关变换器拓扑结构开关变换器的拓扑结构系指能用于转换、控制和调节输入电压的功率开关元件和储能元件的不同配置。
很多不同的开关稳压器拓扑结构可分为两种基本类型：非隔离型（在工作期间输入源和输出负载共用一个共同的电流通路）和隔离型（能量转换是用一个相互耦合磁性元件（变压器）来实现的，而且从源到负载的耦合是借助于磁通而不是共同的电器）。
变换器拓扑结构是根据系统造价、性能指标和输入线/输出负载特性诸因素选定的。
电源设计之 DC／DC 工作原理及芯片详解-设计应用
电源设计之DC／DC 工作原理及芯片详解-设计应用DC/DC电源指直流转换为直流的电源，从这个定义上看，LDO(低压差线性稳压器)芯片也应该属于DC/DC电源，但一般只将直流变换到直流，且这种转换是通过开关方式实现的电源称为DC/DC电源。
一、工作原理要理解DC/DC的工作原理，首先得了解一个定律和开关电源的三种基本拓扑(不要以为开关电源的基本拓扑很难，你继续往下看)。
1、电感电压伏秒平衡定律一个功率变换器，当输入、负载和控制均为固定值时的工作状态，在开关电源中，被称为稳态。
稳态下，功率变换器中的电感满足电感电压伏秒平衡定律：对于已工作在稳态的DC/DC功率变换器，有源开关导通时加在滤波电感上的正向伏秒一定等于有源开关截止时加在该电感上的反向伏秒。
是不是觉得有点难理解，接着往下看其公式推导过程。
伏秒平衡方程推算过程：电感的基本方程为：V(t)=L*dI(t)/dt,即电感两端的电压等于电感感值乘以通过电感的电流随时间的变化率。
根据上述方程，可得dI(t)=1/L∫V(t)dt,对于稳态的一个功率变换器，其应保证在一个周期内电感中的能量充放相等，反映在V-t图中即表示在一个周期内其面积之和为0，所以得出电感电压伏秒平衡定律。
此处可参考：DC/DC电源详解第8页(如果此处还无法理解，可先阅读下面开关电源三种基本拓扑的工作原理)。
扩展资料：1、当一个电感突然加上一个电压时，其中的电流逐渐增加，并且电感量越大，其电流增加越慢；2、当一个电感上的电流突然中断，会在电感两端产生一个瞬间高压，并且电感量越大该电压越高；3、电容的基本方程为：I(t)=dV(t)/(C*dt)，当一电流流经电容时，电容两端电压逐渐增加，并且电容量越大电压增加越慢；2、开关电源三种基本拓扑2.1、BUCK降压型图1 BUCK型基本拓扑简化工作原理图图2 电感V-t特性图BUCK降压型基本拓扑原理如图1所示，其电感L1的V-t特性图如图2。
SW2601A
（3）
这里 Lp 为初级线圈电感，Ip 为初级峰值电流，参考式（3），初级电感量的变化
将导致最大输出功率的变化和恒流模式下输出电流的变化，为补偿初级电感偏差
的变化，开关频率将有内部环路锁定，如下式：
Fsw=1/(2Tdemag)
（4）
由于 Tdemag 和电感成反比，可使 Ip 和 fsw 乘积为恒定。所以在恒流模式下，原
SW2601A
原边控制高精度恒压／恒流 PWM 控制器
概述
ＳＷ260１Ａ是一种高性能离线式 PWM 控制器，主要用于中小功率 AC/DC 充电器 和适配器中。它工作于原边采样和调节，可省除极间光耦和 TL431，其恒压和恒 流控制特性说明如下图。最大输出功率可达 5W。
在恒流控制时，其电流和输出功率的设定可由 CS 脚上的传感电阻 Rs 来调节； 在恒压控制时，利用混合工作模式可以获得高效率和高性能。另外，利用内部的 导线压降补偿功能可以得到良好的负载调整特性。在恒流模式重负载工作条件 下，器件工作在 PFM 模式,中负载和轻负载，器件可工作在 PWM 模式和降频模式。
换器（电池充电器），适配器中，它可工作在原边反馈和调节中，无需光耦和 TL431，内部的恒压和恒流特性控制可达到高精度 CC/CV 控制需要，完全可满足 大多数适配器的应用需求,由于具有恒流特性,可用于 LED 照明。 ● 启动电流和启动控制 由于 ＳＷ260１Ａ设计的启动电流很低，因此，VDD 可很快的超过 UVLO 门限电平， 从而可用大阻值启动电阻，将工作中的功耗降到最小。 ● 工作电流 ＳＷ260１Ａ的工作电流较低，为 2.5mA，低的工作电流和混合模式控制特性可以达 到良好的性能。
1
应用
中小功率 AC/DC 离线式开关电源 ■ 手机充电器 ■ 数码相机充电器 ■ 小功率适配器 ■ PC、TV 等电器的辅助电源 ■ 线性调节器/替代 RCC 变换器 ■ 恒流 LED 照明 封装形式：SOP8
TPS5430中文资料
（1-2）
式中： KIND 是一个系数， 代表了电感纹波电流相对最大输出电流,推荐值为 0.2～0.3。 （4） 钳位二极管 D1 该款 TPS5430 在 PH 和 GND 之间接外部钳位二极管。选定的二极管必须满足 大于该系统的绝对最大额定值：反向电压必须比最高 PH 电压还高，这是 VINMAX + 0.5， 峰值电流必须大于 IOUTMAX 再加上峰峰值电感电流一半。 重要的是要注意 该二极管传导时间通常长于高侧 FET，因此重视对二极管参数配置可以使整体效率 显着提高。对于这个二极管，反向电压 40V，正向电流 3 A，正向压降为 0.5V。
2
②升压电容器 在 PH 引脚与 BOOT 引脚之间接一个 0.01μF 的低 ESR 陶瓷电容。 这电容器提 供了高边 MOSFET 栅极驱动电压。 ③输出反馈（VSENSE）和内部补偿 该稳压器输出电压是由反馈到 VSENSE 管脚由外部电阻分压器设定的。在稳态 运行时，VSENSE 管脚电压应等于参考电压 1.221V。该款 TPS5430 实现内部补偿， 以简化稳压管的设计。由于该款 TPS5430 采用电压模式控制，为了提供高交叉频率 和高稳定性的相位裕度，芯片设计采用Ⅲ型补偿网络[8]。 ④电压前馈 尽管输入电压有变化，内部电压前馈提供恒定直流功率级增益。这大大简化了 稳定性分析，提高了瞬态响应。前馈电压随输入电压的峰值斜坡电压成反比，使调 制器和功率级增益是在反馈增益不变的情况下，TPS5430 典型的前馈增益为 25。 ⑤脉宽调制（PWM）控制 该稳压器采用固定频率脉宽调制（ PWM）控制方法。首先，利用高增益误差 放大器和补偿网络将反馈电压（VSENSE 管脚电压）与参考恒压相比较的，产生误 差电压。然后，由 PWM 比较器将误差电压与斜坡电压进行比较。这样，误差电压 幅度转换为脉冲宽度即占空比。最后，PWM 的输出反馈到栅极驱动电路来控制上 高边 MOSFET 的开通时间和频率。 ⑥过流保护 过电流保护是通过检测高侧 MOSFET 的漏源电压来动作。然后将漏源电压与 代表过流阈值的临界电压值相比较。如果漏源电压超过过流阈值临界值，过电流标 志位设置为真。该系统将在每个周期的开始时忽略前沿消隐时间的过流指示，以避 免任何噪声故障。 一旦过流标志设置为真，过流保护被触发。高侧 MOSFET 在一定的延迟后将 关闭，为下个周期作准备。过电流保护是所谓的循环周期电流限制。如果检测电流 在逐周期电流限制期内继续增加，将触发过电流保护的“间歇”模式替代逐周期限流 模式。在“间歇”模式过流保护，参考电压接地且高侧 MOSFET 为关闭，下次“间歇” 作准备。一旦“间歇”持续时间完成，调节器在慢启动电路控制下重启。
采用PWM技术控制的DC／DC变换器
采用PWM技术控制的DC／DC变换器开关型DC／DC 变换器有两种工作方式：一种是保持开关工作周期工不变，控制开关导通时间莎。
n 的脉冲宽度调制（PWM）方式；另一种是保持导通时间ton 不变，改变开关工作周期几的脉冲频率调制（PFM）方式。
脉冲宽度调制（PWM）DC／DC 变换器就是通过控制开关管重复通／断的工作方式把一种直流电压（电流）变换为高频方波电压（电流），再经过整流平波后变为另一种直流电压（电流）输出。
PWM DC／DC 变换器由功率开关管、整流二极管、滤波电路和PWM 控制电路等组成。
其输入、输出间需要进行电气隔离时，可采用变压器进行隔离和升、降压。
PWM DC／DC 变换器的工作原理如图1 所示。
由于开关工作频率的提高，滤波电感L、变压器T 等磁性元件及滤波电容C 等都可以小型化。
图1 PWM DC／DC 变换器的基本工作原理图2 变换器开关工作的波形PWM DC／DC 变换器的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。
由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，以实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。
一般来讲，正激型高频开关稳压电源主电路可用如图3 所示的降压斩波器简化表示，UG 表示控制电路的PWM 输出驱动信号。
根据选用的PWM 反馈控制模式的不同，电路中的输入电压UIN、输出电压UOUT、开关器件电流（由b 点引出）、电感电流（由c 点引出或d 点引出）均可作为取样控制信号。
输出电压UOUT 在作为控制取样信号时，通常经过如图4 所示的电路进行处理，。
应用于升压型DC-DC的新颖软启动电路的设计
应用于升压型DC-DC的新颖软启动电路的设计管要宾【摘要】提出了一种新颖的软启动电路,实现了输出电压无过冲平滑启动.该电路有效抑制了DC-DC开关电源上电启动过程出现的浪涌电流和输出电压的过冲,同时该软启动电路克服了传统软启动电路无法带载启动的缺点.电路完全集成在芯片内部,避免了使用额外电容而占用过多面积.利用Cadence Spectre仿真平台对电路进行了仿真验证,仿真结果表明,在输入电压为2.4～4.2V的同步升压DC-DC芯片中,负载在0～2.1A范围内启动,均未出现电感电流和输出电压的过冲.【期刊名称】《电子科技》【年(卷),期】2015(028)006【总页数】4页(P170-172,175)【关键词】软启动;升压型DC/DC;过冲;带载启动【作者】管要宾【作者单位】西安电子科技大学电路CAD研究所,陕西西安710071【正文语种】中文【中图分类】TN86随着手持式设备与便携式电子产品的广泛应用，对电源管理IC的需求不断上升。
DC－DC开关电源因转换效率高、输出电流大、静态电流小、输出负载范围宽等优点而被广泛应用。
开关电源是将误差信号转换为占空比控制信号以驱动开关［1］。
传统DC－DC开关电源在上电过程中由于启动前负载电容上没有电荷，输出电压为0 V，电路瞬间开启后，输出电压反馈到误差放大器的比较电压为一个较小的值，此时误差放大器处于非平衡状态，功率管驱动信号PWM输出占空比达到最大值。
功率管开启后，对电容充电产生一个较大的浪涌电流。
通过功率管的电流很大，容易损毁电路系统。
此外，在实际应用中，便携式电子产品的电源大都是电池，电池由于内阻、发热等问题，瞬间流过大电流会有被烧毁的危险。
为此，软启动电路应运而生。
其设计思想是通过限制PWM输出的占空比，缓慢提高输出电压，驱动信号PWM占空比从最小值开始逐渐变化，不会使功率管在较长时间一直导通，从而避免了浪涌电流与过冲电压［2］。
1 传统DC－DC转换器的软启动设计软启动电路是DC－DC转换器必不可少的模块。
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摘 要 ： 出了 一 种 应 用 于Ｐ 提 ＷＭ 降 压 型 Ｄ — Ｃ ＤＣ变 换 器 的 高 性 能 误差 放 大 器 。 误 差 放 大 器 采 用 反馈 结 构 ， 有 该 具 较 大 的 动 态 范 围 ， 可 消 除 噪声 影 响 ， 而 显 著 减 小 了 Ｄ — Ｃ 电源 的 纹 波 电压 。另 外 ， 用 该 误 差 放 大 器 还 有 效 地 并 从 ＣＤ 采 减 小 了电 源 启 动 时 间 。文 中提 出 的误 差 放 大 器 电 路 及 Ｐ Ｍ 控 制 芯 片 的 其 他 电路 模 块 采 用 ２ ０ ｍ ｉｏａ Ｗ ． Ｂｐ ｌ ｒ工 艺 实 现 。 真结果表 明， 仿 误差 放 大 器 的 开 环 和 闭 环 增 益 分 别 为 ６ Ｂ和 ３ Ｂ， Ｂ 为 ２ ０ＭＨｚＳ 为 ０ ６ 。 片 １ ｄ ３ ｄ Ｇ Ｗ ０ ，Ｒ ． ４Ｖ／ ｓ 芯
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测 试 结 果 表 明 ， 输 出 电压 为 ３ ３Ｖ， 在 ． 负载 电 流 为 ０ ２Ａ 时 ， 出 纹 波 电 压 的 峰一 值 小 于 ２ ． 输 峰 ５ｍＶ。
关 键 词 ： 差 放 大 器 ； 馈 ； Ｗ Ｍ 降 压 变 换 器 ； 压 纹 波 ； 态 范 围 误 反 Ｐ 电 动 中 图 分 类 号 ： Ｎ ３ ； Ｎ ２ Ｔ ４２Ｔ ７２ 文献标识码 ： Ａ 文章 编 号 ： ０ ０ ３ １ （ ０ ０ ０ 一 １ ９Ｏ １ ０—８ ９ ２ １） １Ｏ ２ 一５
（ ｏｌｇｅｏ Ｃｏ Ｃ ｌｅ ｆ ｍｐｕｅ ，Ｎｏｔ ｗｅｔｒ ｌｔｃ ｎｃ ｌＵｎｖ ｒｉ ｔｒ ｒｈ ｓｅ ｎＰｏｙ ｅ ｈ ｉａ ｉｅｓｔ ｙ，Ｘｉａ ，７ ０ ７ ｎ １ ０ ２，ＣＨＮ）
Ａｂ ｔ ａ ｔ ｓｒ ｃ ：Ｔｈ ｓｐ ｐ ｒｐ ｅ ｅ ｔ ｉｈ ｐ ｒｏ ｍ ａ ｃ ｒ ｏ ｍｐ ｉ ｅ （ ｉ ａ ｅ ｒ ｓ ｎ ｓａｈ ｇ — ｅ ｆ ｒ ｎ ｅ ｅ ｒ ｒａ ｌ ｉｒ ＥＡ ）ａ ｐｉｄ ｆ ｒａＰＷ Ｍ ｆ ｐ ｌ ｏ ｅ
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第 ３ 卷 第 １ Ｏ 期
２１ ０ ０年 ３月
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