开关电源的小信号模型及环路设计
带光耦双闭环反激式开关电源小信号模型分析
带光耦双闭环反激式开关电源小信号模型分析双闭环反激式开关电源是一种常用的电源拓扑结构，它通过光耦将反馈信号隔离开来，提高了系统的稳定性和可靠性。
下面将对带光耦的双闭环反激式开关电源进行小信号模型分析。
首先，我们需要了解双闭环反激式开关电源的基本原理。
该电源由两个闭环组成，分别是输入参考闭环和输出参考闭环。
在输入参考闭环中，输出电压通过反馈电路与输入电压进行比较，然后根据比较结果控制开关管的开关时间，从而实现对输出电压的调节。
在输出参考闭环中，输出电压与参考电压进行比较，再根据比较结果反馈到输入参考闭环中，形成一个闭环控制系统。
小信号模型分析是一种通过线性化的方式对非线性系统进行分析的方法。
对于双闭环反激式开关电源，我们可以将其分解为输入参考闭环和输出参考闭环的小信号模型，然后再将两个模型串接起来进行分析。
首先，我们来分析输入参考闭环的小信号模型。
假设输入电压为Vin，输出电压为Vout，开关管的导通时间为DT。
根据开关电源的原理，我们可以将其简化为一个比例放大器和一个开关模型的级联。
在比例放大器中，我们可以将输出电压表示为输入电压的放大倍数乘以一个增益，即Vout = A*Vin。
在开关模型中，我们可以将其表示为一个斜率为-1/DT，幅值为Vin/DT的脉冲信号。
将两个模型串接起来，可以得到输入参考闭环的小信号模型。
接下来，我们来分析输出参考闭环的小信号模型。
假设输入电压为Vref，输出电压为Vout，比例放大器的增益为KA，另外还有一个积分控制器。
在输出参考闭环中，我们可以将输出电压表示为输入参考电压的放大倍数乘以一个增益，再加上积分器的输出电压，即Vout = KA*Vref +1/s*Vi。
其中，Vi为积分器的输入电压。
将输出参考闭环的小信号模型与输入参考闭环的小信号模型进行串接，可以得到整个双闭环反激式开关电源的小信号模型。
对于该小信号模型，我们可以进行频域分析和时域分析。
在频域分析中，可以通过计算幅频特性和相频特性来评估系统的稳定性和频率响应。
开关电源环路设计(详细)
Gs =
Us R2 = U o R1 + R2
（6-57）
如果输出 5V，采样电阻 R1=R2，Us（Uref）与 Uo 之间的增益为-6dB，即 1/2。 4. 输出 LC 滤波器加上 PWM 和采样网络的总增益 为了得到环路增益波特图，我们先将输出 LC 滤波器增益 Gf、PWM 增益 Gm 和采样网络增益 Gs 之 和 Gt 如图 6.33 所示。从 0Hz（直流）到频率 f 0 = 1 2π LC 的增益是 Gm+Gs，这里 LC 滤波器增益为 零。在 f0 转折为-40dB/dec 斜率，并保持此斜率一直到 fesr，这里电容阻抗等于 Resr。在这个频率它转折 为斜率-20dB/dec。由这个曲线可以确定误差放大器的幅频和相频特性以满足稳定环路的两个判据。 6.4.3 误差放大器的幅频特性整形 如果将开关电源的闭环作为一个放大器来研究，放大器输入信号为开关电源的参考电压。从负反 馈组态来说是一个电压串联负反馈。 这里误差放大器是一个同相放大器。 从误差放大器的同相端到误差 放大器输出、 PWM 发生、 电源输出和取样返回到误差放大是反相输入端， 在任何频率在增益下降到 0dB 时附加相位移小于 135°。以下来讨论误差放大器的补偿。为讨论方便，取样信号加在反相端，放大器 输出总是反相，反馈信号返回到反相端附加相移不能超过 135°,即 45°相位裕度。 第一步首先建立穿越频率 fc0，在此频率总增益为 0dB。然后选择误差放大器的增益，迫使总环路 增益在 fc0 为 0dB。 下一步设计误差放大器的增益斜率， 以使得总开环增益在 fc0 以斜率-20dB/dec 穿越 （图 6.18） 。最后，调整幅频特性达到希望的相位裕度。 采样理论指出，为了闭环的稳定，fc0 必须小于开关频率的一半。但必须远远小于开关频率，否则 有较大幅值的开关频率纹波。一般经验取 fc0 为开关频率的 1/4~1/5。 参考图 6.33 中除误差放大器以外的环路增益 Gt 是 LC 滤波器增益 Gf、调节器增益 Gm 和检测网络 增益 Gs 之和。假定滤波电容有 ESR，在 fesr 由斜率-40dB/dec 转折为-20dB/dec。假定 fc0＝1/5fs，fs－开 关频率。要使 fc0 增益为 0dB，误差放大器的增益应当等于 Gt 在此频率读取增益衰减量。 在大多数情况下，滤波电容具有 ESR，且 fesr 低于 fc0。因此在 fc0 的 Gt =Gf+Gm+Gs 的曲线总是斜
电源设计中的小信号分析
电流采样与隔离（ALLEGRO传感器模式）
ACS7XX
小信号之硬件电路
电流传感器内部结构
小信号之硬件电路
电流采样模式对比
传统“分流器+光耦”模式 1、电路复杂 2、反应速度快 3、大电流容易烧坏分流器 4、电路调试复杂 5、噪音干扰大
VS
ALLEGRO传感器模式 1、电路简单 2、反应速度快 3、稳定性高、寿命长 4、噪音干扰小
小信号之反馈环路
Vin
Power stage
Vout
Duty Cycle d(t)
Error Amplifier
PWM
Vref
小信号之硬件电路
过欠压采样电路 分流器分压电压采样。如下图：
小信号之硬件电路
回差电路（迟滞比较器） u o R ui U+
R1
uo
+Uom
－+ +
R2
U+L
0
谢谢大家！
-Uom
U+H
ui
R1 Uom U+H= R1 + R 2 R1 Uom U + L= - + R1 R 2
U+H上门限电压
U+L下门限电压 U+H - U+L称为回差
小信号之硬件电路
回差电路应用实例
小信号之硬件电路
电压环路设计
小信号之硬件电路
电流采样与隔离（传统模式）
AO3400
小信号硬件电路
小信号之环路信号处理
（b）类环路补偿方式是目前最常用 的补偿方式，该补偿网络产生一个 S=0(DC)极点。通常负载及滤波电 容会产生一个低频ESR零点，所以补 偿网络需要产生一个极点，而且必 须位于系统带宽以内来维持系统稳 定。
开关电源的建模和环路补偿设计(1)：小信号建模的基本概念和方法(二)
开关电源的建模和环路补偿设计(1)：小信号建模的基本概念和方法(二)用电压模式控制闭合反馈环路输出电压可以由闭合的反馈环路系统调节。
例如，在图12 中，当输出电压VOUT 上升时，反馈电压VFB 上升，负反馈误差放大器的输出下降，因此占空比 d 下降。
结果，VOUT 被拉低，以使VFB = VREF。
误差运算放大器的补偿网络可以是I 型、II 型或III 型反馈放大器网络。
只有一个控制环路调节VOUT。
这种控制方法称为电压模式控制。
凌力尔特公司的LTC3861 和LTC3882 就是典型的电压模式降压型控制器。
图12：具闭合电压反馈环路的电压模式降压型转换器方框图为了优化电压模式PWM 转换器，如图13 所示，通常需要一种复杂的III 型补偿网络，以凭借充足的相位裕度设计一个快速环路。
如等式7 和图14 所示，这种补偿网络在频率域有 3 个极点和两个零点：低频积分极点(1/s) 提供高的DC 增益，以最大限度减小DC 调节误差，两个零点放置在系统谐振频率f0 附近，以补偿由功率级的L 和 C 引起的–180° 相位延迟，在fESR 处放置第一个高频极点，以消除COUT ESR 零点，第二个高频极点放置在想要的带宽fC 以外，以衰减反馈环路中的开关噪声。
III 型补偿相当复杂，因为这种补偿需要 6 个R/C 值。
找到这些值的最佳组合是个非常耗时的任务。
图13：用于电压模式转换器的III 型反馈补偿网络图14：III 型补偿A(s) 提供3 个极点和两个零点，以实现最佳的总体环路增益TV(s)为了简化和自动化开关模式电源设计，凌力尔特开发了LTpowerCAD 设计。
小信号模型及环路设计
开关电源的小信号模型及环路设计文章作者：万山明吴芳文章类型：设计应用文章加入时间：2004年8月31日22:9文章出处：电源技术应用摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。
关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制引言设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。
而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。
为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。
在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。
由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。
好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。
开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。
采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。
1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。
Re为滤波电容C的等效串联电阻，Ro为负载电阻。
各状态变量的正方向定义如图1中所示。
S导通时，对电感列状态方程有L(dil/dt)=Uin－Uo （1）S断开，D1续流导通时，状态方程变为L(dil/dt)=－Uo （2）占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DTs和（1－D）Ts的时间（Ts为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo （3）稳态时，=0，则DUin=Uo。
开关电源环路设计（详细）
开关电源环路设计（详细）6.4 开关电源闭环设计从反馈基本概念知道：放⼤器在深度负反馈时，如输⼊不变，电路参数变化、负载变化或⼲扰对输出影响减⼩。
反馈越深，⼲扰引起的输出误差越⼩。
但是，深反馈时，反馈环路在某⼀频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输⼊信号，就会产⽣⾃激振荡。
开关电源不同于⼀般放⼤器，放⼤器加负反馈是为了有⾜够的通频带，⾜够的稳定增益，减少⼲扰和减少线性和⾮线性失真。
⽽开关电源，如果要等效为放⼤器的话，输⼊信号是基准（参考）电压U ref ，⼀般说来，基准电压是不变的；反馈⽹络就是取样电路，⼀般是⼀个分压器，当输出电压和基准⼀定时，取样电路分压⽐（k v ）也是固定的（U o =k v U ref ）。
开关电源不同于放⼤器，内部（开关频率）和外部⼲扰（输⼊电源和负载变化）⾮常严重，闭环设计⽬的不仅要求对以上的内部和外部⼲扰有很强抑制能⼒，保证静态精度，⽽且要有良好的动态响应。
对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑⽽⾔，输⼊信号（基准）相当于放⼤器的输⼊电压，分压器是反馈⽹络，这就是⼀个电压串联负反馈。
如果恒流输出，就是电流串联负反馈。
如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。
因此，⾸先选择稳定的参考电压，通常为5～6V 或2.5V ，要求极⼩的动态电阻和温度漂移。
其次要求开环增益⾼，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（⼲扰）影响和对开关频率纹波抑制。
⼀般功率电路、滤波和PWM 发⽣电路增益低，只有采⽤运放（误差放⼤器）来获得⾼增益。
再有，由于输出滤波器有两个极点，最⼤相移180°，如果直接加⼊运放组成反馈，很容易⾃激振荡，因此需要相位补偿。
根据不同的电路条件，可以采⽤Venable 三种补偿放⼤器。
补偿结果既满⾜稳态要求，⼜要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对⾼频分量衰减。
6.4.1 概述图6.31为⼀个典型的正激变换器闭环调节的例⼦。
开关电源(Buck电路)的小信号模型及环路设计
不妨设电压环带宽远低于电流环，则在分析电流环时Vcv为常数。当Vc的上升斜率等于三角波斜率时，在开关频率fs处,电流误差放大器的增益GCA为
GCA=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs（18）
GCA=/(Rs)=VsfsL/(UoRs)（19）
开关电源（Buck电路）的小信号模型及环路设计
0 引言
设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号小信号数学模型。在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。
由式（11），式（12）得
=Uin （13）
=· （14）
式(13)，式(14)便为Buck电路在电感电流连续时的控制－输出小信号传递函数。
2 电压模式电压模式控制（VMC）
电压模式控制方法仅采用单电压环进行校正，比较简单，容易实现，可以满足大多数情况下的性能要求，。
L=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo （3）
稳态时，=0，则DUin=Uo。这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D和输入电压Uin成正比。
开关电源的环路设计及仿真
开关电源的环路设计及仿真
开关电源的环路设计及仿真
1 基本理论
开关电源的输出电压Vo是由一个控制电压Vc来控制的，即由Vc 与锯齿
波信号比较，产生PWM波形。
根据锯齿波产生的方式不同，开关电源的控
制方式可分为电压型控制和电流型控制。
电压型的锯齿波是由芯片内部产生的，如LM5025，电流型的锯齿波是输出电感的电流转化成电压波形得到的，如UC3843。
对于反激电路，变压器原边绕组的电流就是产生锯齿波的依据。
输出电压Vo与控制电压Vc的比值称为未补偿的开环传递函数
Tu，Tu=Vo/Vc。
一般按频率的变化来反映Tu的变化，即Bode 图。
电压型控制的电源其Tu是双极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：
电流型控制的电源其Tu是单极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：
各种电路的未补偿的开环传递函数Tu可以从资料中找到。
本讲座的目的
是提供一种直观的环路设计手段。
2 计算机仿真开关电源未补偿的开环传递函数Tu
2.1 开关平均模型
开关电源的各个量经平均处理后，去掉高频开关分量，得到低频(包括直流)的分量。
开关电源的建模、静态工作点、反馈设计、动态分析等都是基于平均
模型基础之上的。
若要得到实际的工作波形，应按实际电路进行时域仿真(Time Transient Analysis)。
将开关电路中的开关器件经平均化处理后，就得到开关平均模型，
用开关
平均模型可以搭建各种电路。
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开关电源的小信号模型及环路设计文章作者：万山明 吴 芳文章类型：设计应用 文章加入时间：2004年8月31日22:9文章出处：电源技术应用摘要：建立了Buck电路在连续电流模式下的小信号数学模型，并根据稳定性原则分析了电压模式和电流模式控制下的环路设计问题。
关键词：开关电源；小信号模型；电压模式控制；电流模式控制引言设计一个具有良好动态和静态性能的开关电源时，控制环路的设计是很重要的一个部分。
而环路的设计与主电路的拓扑和参数有极大关系。
为了进行稳定性分析，有必要建立开关电源完整的小信号数学模型。
在频域模型下，波特图提供了一种简单方便的工程分析方法，可用来进行环路增益的计算和稳定性分析。
由于开关电源本质上是一个非线性的控制对象，因此，用解析的办法建模只能近似建立其在稳态时的小信号扰动模型，而用该模型来解释大范围的扰动（例如启动过程和负载剧烈变化过程）并不完全准确。
好在开关电源一般工作在稳态，实践表明，依据小信号扰动模型设计出的控制电路，配合软启动电路、限流电路、钳位电路和其他辅助部分后，完全能使开关电源的性能满足要求。
开关电源一般采用Buck电路，工作在定频PWM控制方式，本文以此为基础进行分析。
采用其他拓扑的开关电源分析方法类似。
1 Buck电路电感电流连续时的小信号模型图1为典型的Buck电路，为了简化分析，假定功率开关管S和D1为理想开关，滤波电感L为理想电感（电阻为0），电路工作在连续电流模式（CCM）下。
Re为滤波电容C的等效串联电阻，Ro为负载电阻。
各状态变量的正方向定义如图1中所示。
S导通时，对电感列状态方程有L(dil/dt)=Uin－Uo （1）S断开，D1续流导通时，状态方程变为L(dil/dt)=－Uo （2）占空比为D时，一个开关周期过程中，式（1）及式（2）分别持续了DTs和（1－D）Ts的时间（Ts为开关周期），因此，一个周期内电感的平均状态方程为L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo （3）稳态时，=0，则DUin=Uo。
这说明稳态时输出电压是一个常数，其大小与占空比D和输入电压Uin成正比。
由于电路各状态变量总是围绕稳态值波动，因此，由式（3）得L[d(il+il')/dt]=(D＋d)(Uin＋Uin')－(Uo＋Uo') （4）式（4）由式（3）的稳态值加小信号波动值形成。
上标为波浪符的量为波动量，d为D的波动量。
式（4）减式（3）并略去了两个波动量的乘积项得L(dil'/dt)=DUin'＋dUin－Uo' （5）由图1，又有iL=C(duc/dt)＋Uo/R0 （6）Uo=Uc＋ReC(duc/dt) （7）式（6）及式（7）不论电路工作在哪种状态均成立。
由式（6）及式（7）可得iL＋ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(duo/dt)) （8）式（8）的推导中假设Re<<Ro。
由于稳态时dil/dt=0，dUo/dt=0，由式（8）得稳态方程为iL=Uo/Ro。
这说明稳态时电感电流平均值全部流过负载。
对式（8）中各变量附加小信号波动量得式（9）减式（8）得iL+ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(dUo/dt)) （10）将式（10）进行拉氏变换得iL(s)=(Uo(s)/Ro)·[(1+sCRo)/(1+sCRe)] (11)(s)=（11）一般认为在开关频率的频带范围内输入电压是恒定的，即可假设=0并将其代入式（5），将式（5）进行拉氏变换得sLiL'(s)=d(s)Uin－Uo'(s) （12）由式（11），式（12）得Uo'(s)/d(s)=Uin[(1+sCRe)/(s2LC+s(ReC+L/Ro)+1] （13）iL'(s)/d(s)=[(1+sCRo)/s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]·Uin/Ro （14）式(13)，式(14)便为Buck电路在电感电流连续时的控制－输出小信号传递函数。
2 电压模式控制（VMC）电压模式控制方法仅采用单电压环进行校正，比较简单，容易实现，可以满足大多数情况下的性能要求，如图2所示。
图2中，当电压误差放大器（E/A）增益较低、带宽很窄时，Vc波形近似直流电平，并有D=Vc/Vs （15）d=Vc'/Vs （16）式（16）为式（15）的小信号波动方程。
整个电路的环路结构如图3所示。
图3没有考虑输入电压的变化，即假设Uin=0。
图3中，（一般为0）及分别为电压给定与电压输出的小信号波动；KFB=UREF/Uo，为反馈系数；误差e为输出采样值偏离稳态点的波动值，经电压误差放大器KEA放大后，得；KMOD为脉冲宽度调制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR为主电路增益，KPWR=/d=Uin；KLC为输出滤波器传递函数，KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。
在已知环路其他部分的传递函数表达式后，即可设计电压误差放大器了。
由于KLC提供了一个零点和两个谐振极点，因此，一般将E/A设计成PI调节器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。
其中ωz用于消除稳态误差，一般取为KLC零极点的1/10以下；KP用于使剪切频率处的开环增益以－20dB/十倍频穿越0dB线，相角裕量略小于90°。
VMC方法有以下缺点：1）没有可预测输入电压影响的电压前馈机制，对瞬变的输入电压响应较慢，需要很高的环路增益；2）对由L和C产生的二阶极点（产生180°的相移）没有构成补偿，动态响应较慢。
VMC的缺点可用下面将要介绍的CMC方法克服。
3 平均电流模式控制（AverageCMC）平均电流模式控制含有电压外环和电流内环两个环路，如图4所示。
电压环提供电感电流的给定，电流环采用误差放大器对送入的电感电流给定（Vcv）和反馈信号（iLRs）之差进行比较、放大，得到的误差放大器输出Vc再和三角波Vs进行比较，最后即得控制占空比的开关信号。
图4中Rs为采样电阻。
对于一个设计良好的电流误差放大器，Vc不会是一个直流量，当开关导通时，电感电流上升，会导致Vc下降；开关关断，电感电流下降时，会导致Vc上升。
电流环的设计原则是，不能使Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，两者斜率相等时就是最优。
原因是：如果Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，会导致Vc峰值超过Vs的峰值，在下个周波时Vc和Vs就可能不会相交，造成次谐波振荡。
采用斜坡匹配的方法进行最优设计后，PWM控制器的增益会随占空比D的变化而变，如图5所示。
当D很大时，较小的Vc会引起D较大的改变，而D较小时，即使Vc变化很大，D的改变也不大，即增益下降。
所以有d=DV'/Vs （17）不妨设电压环带宽远低于电流环，则在分析电流环时Vcv为常数。
当Vc的上升斜率等于三角波斜率时，在开关频率fs处,电流误差放大器的增益GCA为GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs （18）GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs) （19）高频下，将式（14）分子中的“1”和分母中的低阶项忽略，并化简，得iL'(s)=[d(s)Uin]/sL （20）由式（17）及式（20）有(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs) （21）将式（19）与式（21）相乘，得整个电流环的开环传递函数为(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s （22）将s=2πfc代入上式，并令上式等于1时，可得环路的剪切频率fc=fs/(2π)。
因此，可将电流环等效为延时时间常数为一个开关周期的纯惯性环节，如图6所示。
显然，当电流误差放大器的增益GCA小于最优值时，电流响应的延时将会更长。
GCA中一般要在fs处或更高频处形成一个高频极点，以使fs以后的电流环开环增益以－40dB/dec的斜率下降，这样虽然使相角裕量稍变小，但可以消除电流反馈波形上的高频毛刺的影响，提高电流环的抗干扰能力。
低频下一般要加一个零点，使电流环开环增益变大，减小稳态误差。
整个环路的结构如图7所示。
其中KEA，KFB定义如前。
可见相对VMC而言（参见图3），平均CMC消除了原来由滤波电感引起的极点（新增极点fs很大，对电压环影响很小），将环路校正成了一阶系统,电压环增益可以保持恒定，不随输入电压Vin而变，外环设计变得更加容易。
4 峰值电流模式控制（PeakCMC）平均CMC由于要采样滤波电感的电流，有时显得不太方便，因此，实践中经常采用一种变通的电流模式控制方法，即峰值CMC，如图8所示。
电压外环输出控制量（Vc）和由电感电流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通过电压比较器进行比较后，直接得到开关管的关断信号（开通信号由时钟自动给出），因此，电压环的输出控制量是电感电流的峰值给定量，由电感电流峰值控制占空比。
峰值CMC控制的是电感电流的峰值，而不是电感电流（经滤波后即负载电流），而峰值电流和平均电流之间存在误差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。
一般满载时电感电流在导通期间的电流增量设计为额定电流的10％左右，因此，最好情况下峰值电感电流和平均值之间的误差也有5％，负载越轻误差越大，特别是进入不连续电流（DCM）工作区后误差将超过100％，系统有时可能会出现振荡现象。
在剪切频率fc以下，由图6可知平均CMC的电流环开环增益可升到很高（可以>1000），电流可完全得到控制，但峰值CMC的电流环开环增益只能保持在10以内不变（峰值电流和平均值之间的误差引起），因此，峰值CMC更适用于满载场合。
峰值CMC的缺点还包括对噪音敏感，需要进行斜坡补偿解决次谐波振荡等问题。
但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的优点，且容易通过脉冲电流互感器等简单办法复现电感电流峰值，因此，它在Buck电路中仍然得到了广泛应用。
5 结语采用平均状态方程的方法可以得到Buck电路的小信号频域模型，并可依此进行环路设计。
电压模式控制、平均电流模式控制和峰值电流模式控制方法均可用来进行环路设计，各有其优缺点，适用的范围也不尽相同。