中文翻译-开关电源控制环路设计
BUCK环路设计
uC (t1) = 2tat1
(1)
VOSC
T
uC (t2 ) = 2tt2b
(2)
VOSC
T
uC (t1) + uC (t2 ) = tat1 + tt2b
(3)
2VOSC
T
tat1 + tt2b = tON
(4)
uC
(t1
)
+ 2
uC
(t2
)
=
uC
(tab
)
，为该周期内误差信号的平均值，
tON = VIN
图 1 Buck 调节器的三个基本模块 为设置系统的增益和带宽，要写出系统的开环传递函数，根据电路功能，我们划分出 3 块，如图 1，第一块包括 PWM 比较器到控制 MOSFET 输出，第二块是 LC 低通滤波器，根 据输出电压，电流规范选定元器件之后，被动元件引起的相位滞后已经形成，第三块是 根据以上两部分的传递函数，设计补偿电路，改变系统的增益和带宽，使系统有理想的 相位裕度和带宽，达到系统稳定的要求。
但如果没有电压的下调电压，总体瞬态漂移则为 2 ΔV 。
根据以上的设计原则，补偿部分的设计步骤是：把系统的性能指标和技术要求转化为开 环传递函数的波特图；根据开环传递函数的波特图和控制器，LC 滤波网络的波特图绘制 补偿网络的波特图；基于补偿网络的波特图，选择合适的补偿网络进行参数设计。
3.1 三个频段分析
在定性的分析系统性能时，可以将波特图大致分为低，中，高三个频段。
1）低频段 开环传递函数频率特性低频段的形状直接反映系统包含的积分环节的个数和直流增益 的大小，因此它主要影响系统的稳态性能。对于开关调节系统，理想的低频特性是直流 增益无限大。以-20DB 的斜率下降。
最详细的开关电源反馈回路设计
最详细的开关电源反馈回路设计开关电源反馈回路设计是个挺有意思的话题。
听起来高深，其实很多细节值得我们好好琢磨。
今天我们就从几个方面聊聊，深入浅出，轻松搞定这些概念。
一、反馈回路的基本概念1.1 什么是反馈回路首先，反馈回路就是把输出信号的一部分送回输入。
这么做的目的是调节输出，使其稳定。
想象一下，开关电源就像一个小孩，时不时需要父母的指导。
没有这些反馈，小孩可能就会偏离轨道，输出的电压也可能出现大起大落。
1.2 反馈类型反馈可以分为两种：正反馈和负反馈。
正反馈就像是推波助澜，鼓励小孩继续做某件事情。
而负反馈则是提醒小孩停下来，纠正错误。
大部分情况下，我们更喜欢负反馈，因为它能帮助系统保持稳定。
通过负反馈，输出电压的波动会被抑制，电源的性能也会更可靠。
二、开关电源的基本结构2.1 开关管的作用开关电源的核心是开关管。
它负责控制电流的开关，调节输出电压。
可以把它想象成一个开关，时而打开，时而关闭。
这个过程中，它的工作频率决定了电源的效率。
频率高了，能量损失就小，输出稳定；频率低了，损失就增加，系统也会变得不稳定。
2.2 变压器的功能变压器在这里也占据重要位置。
它的作用是将输入的高压电压转换为适合的低压电压。
变压器就像是一个聪明的调酒师，能将各种成分混合，调配出最合适的“鸡尾酒”。
这里的鸡尾酒就是我们所需的电压。
2.3 整流与滤波整流和滤波是最后一步，确保我们得到的是平滑的直流电。
整流就像是把粗糙的石头打磨成光滑的宝石。
滤波则是去除电流中的杂音，确保输出的电流干净。
这个过程至关重要，稍有不慎，电源的稳定性就会受到影响。
三、反馈回路设计的要点3.1 控制环路设计设计反馈回路时，控制环路的选择非常关键。
控制环路决定了系统的响应速度和稳定性。
要确保环路的增益合适。
增益太高，系统可能会出现震荡；增益太低，系统反应迟缓。
这里的平衡就像走钢丝，得小心翼翼。
3.2 选择合适的传感器在设计反馈回路时，传感器的选择也不能忽视。
开关电源设计(带图)翻译自fairchild的开关电源应用书AN-4134
开关电源设计步骤一 确定系统对象图1线性电源范围(min line V 和maxline V )：电压倍压电路如图1所示，通常是用于正激式电路，在普通电压输入的情况下。
所以最小的线性电压是实际电压的2倍。
——线性频率L f 。
——最大输出功率0P 。
——预计功率：这是需要估计这功率转换器的效率去计算出这最大的输入电压。
如果无法参考资料，设0.7~0.75ff E =，用于低电压输出的设备；设0.8~0.85ff E =，用于高电压输出的设备。
确定的估计效率，这最大的输出功率是0in ffP P E =（1） 基于输入最大功率，选择适合的开关芯片。
因为MOSFET 管的两端电压是转换器的两倍电压，一个额定电压是800V 的开关芯片， M OS 管就可用于一般的电压输入。
开关芯片的种类的额定功率已经在设计软件之内。
步骤二 确定DC 电容（DC C ）和DC 电压范围图2这最大的DC 电压(DC link voltage)波纹是：max DC V =（2）ch D 是链电容(DC link capacitor)占空比，如图2，通常值为0.2。
通常把max DC Vminline 的10%~15%。
用于倍压器的两个电容要串联，每个电容值是方程（2）中所需电容的2倍。
在已知的最大电压波纹，那么这最小和最大的直流链电压（DC link voltage ）是：min min maxDC line DC V V =- （3）max maxDC lineV =（4） 步骤三 确定变压器重置方式和最大占空比（m a x D ）正激式开关电源一个固有的限制，在MOSFET 关闭的时候，就是变压器必须重置。
因此，额外的重置方案应该被纳入。
现有两个重置方案： a ． 辅绕组重置该方案有益于效能，因为能量被储存在磁化电感中，且能量会释放回输入电路中。
但是额外的绕组会使得变压器的构造更复杂。
MOSFET 管上最大的电压和最大占空比是：max max (1)p ds DC rN V V N =+（5）max p p rN D N N ≤+（6）p N 和r N 分别是初级（primarywinding ）匝数(笔者注：初级=主绕组)和辅绕组匝数。
一款高效率AC-DC开关电源管理系统的环路设计
一款高效率AC-DC开关电源管理系统的环路设计开关电源的动态特性是其众多性能指标中的一种,拥有良好动态特性的开关电源对负载变化具有快速响应能力,更高的调节精度和更好的稳定性能。
对开关电源环路进行小信号建模是分析和设计其动态特性的一种常用方法。
然而在实际应用中,由于大量使用开关电源管理芯片以及隔离变压器等非线性器件,给开关电源环路小信号建模带来了一定困难。
本文从工程实际应用出发,详细推导了一款高效率反激式开关电源管理芯片应用拓扑的建模过程,并对其环路稳定性进行了分析和设计以获得良好的动态响应特性。
充分理解和掌握常见开关变换器基本拓扑的工作原理和控制过程是对开关变换器进行小信号建模的基础。
文章首先从开关电源的工作原理出发,分析了几种基本拓扑的工作原理,并且介绍了适用于各种拓扑的基本建模方法,包括小信号建模法、状态空间平均法、开关器件模型等效法。
接下来,为了设计反激式开关电源管理芯片应用电路的补偿网络,本文做了以下工作:首先,对本文采用的电源管理芯片基本原理进行简要介绍。
为了使反激变换器拓扑的开环特性分析过程更加简明,还对应用电路进行了模块化处理。
然后,在分析脉宽调制器(PWM)过程中,特别介绍了一款多模式PWM控制器的设计过程。
该款控制器以多模式工作方式提高了对不同负载的适应能力,极大地降低了开关损耗,从而实现高效率的目的。
这种多模式的引入虽然在电路设计上带来了一定难度,但从理论分析知这并没有使环路分析复杂化。
最后,建立主电路模型并获得传递函数,结合之前的PWM传递函数得到电路除补偿部分的传递函数。
根据设计目标和开关电源补偿准则,使用数学分析软件设计补偿网络以获得最好的动态响应。
仿真和测试结果都表明,本文的设计工作基本满足预期要求。
这对工程实践具有很好的参考意义。
【干货分享】开关电源环路补偿设计步骤讲解
【干货分享】开关电源环路补偿设计步骤讲解1.对于硬件工程师来说，开关电源和运放的信号处理电路是最常遇到的，都是典型的带负反馈的闭环控制系统。
因此，这两类电路设计的稳定性和控制理论密切相关。
简化的闭环控制系统框图如图1所示，被控对象的传递函数为H，反馈部分的传递函数为G。
图1以上各式中的GH一般称为系统的环路增益或者开环增益。
根据式（2）可知，当1+GH=0，即GH=-1时，意味着环路增益为1，相位滞后180°，系统不稳定发生自激振荡。
当然也可以从另一个角度进行理解，系统发生自激振荡时，不需要输入量Xi，即净输入量，可得GH=-1，即反馈量Xf和输出量Xo形成彼此互相维持的关系。
从稳定性条件出发，我们可以知道环路增益小于1时系统可以稳定，相位滞后不到180°时系统可以稳定。
这表明左半平面的极点和零点都在某一方面提升稳定性，另一方面降低稳定性。
比如左半平面极点可以使增益降低，这能提升稳定性；但是极点增加了相位滞后，这降低了稳定性。
比如左半平面零点使相位超前，这能提升稳定性；但是零点使增益增加，这降低了稳定性。
只有右半平面零点是最特殊的，增加增益的同时相位滞后，这会加剧系统不稳定。
根据控制理论的稳定性条件可知，相位裕量至少为45°，转化为伯德图的话，就是要求在增益为0dB时的穿越频率处，斜率应该为-20dB/decade，即负20dB每十倍频，或斜率为，两者等价。
根据式（3）可知，当GH>>1时，即引入深度负反馈后，Xf=Xi。
这就是为什么运放的虚短需要在引入深度负反馈时才成立的原因。
由于运放本身的开环放大倍数H已经非常大，引入负反馈后一般都能满足深度负反馈的要求。
根据式（4）可知，如果想要直流稳态误差为0，则应满足。
这就是为什么控制系统的低频环路增益（开环增益）要尽量大的原因，这点在开关电源环路设计中很重要。
对于一般的运放电路而言，图1即是其控制系统框图。
而开关电源的系统框图则较为复杂，如图2所示，可以将PWM调制器，开关管和LC滤波器合并统称为功率级，用H表示，误差补偿器用G表示，反馈分压系数用k表示，实际设计中我们经常将k和G合并在一起称为G，则简化后的框图和图1类似，环路增益为GH。
开关电源光耦反馈控制环路的稳定性设计
当传递 函数中的分母为零时会产生一个极点 ， 它对
应 于 波 特 图上 增 益 以 ２ ０ ｄ Ｂ ／ １ ０倍 频 程 的斜 率 开始
递减时产生的极点。在频域范 围内， 当传递函数的 分子等于零时会产生一个零点 ， 它对应于在波特图
Ｓ ｗｉ ｔ ｃ ｈ ｉ ｎ ｇ Ｐ ｏ ｗｅ ｒ Ｓ ｕ ｐ ｐ ｌ ｙ Ｏｐ ｔ ｏ ｃ ｏ ｕ ｐ ｌ ｅ ｒ Ｆ ｅ ｅ ｄ ｂ ａ ｃ ｋ Ｃｏ ｎ ｔ ｒ ｏ ｌ Ｌ ｏ ｏ ｐ Ｓ ｔ ａ ｂ ｉ ｌ ｉ ｔ ｙ Ｄ ｅ ｓ ｉ ｇ ｎ
Ｓ ＨＡ Ｚ ｈ ａ ｎ — ｙ ｏ ｕ ， ＭＡ Ｈ ｏ ｎ ｇ — ｔ ａ ｏ
沙 占友 ， 马洪涛
（ 河 北科技 大学 ， 河北 石 家庄 ０ ５ ０ ０ ５ ４ ）
摘
要 ：首先 介绍 对光 耦反馈 控 制环 路 的基 本要 求 ，然后 详 细 阐述 光耦反 馈控 制 环路 的稳 定性设
计， 包括 设计 方 法、 步骤 及典 型 示例 ； 最后给 出提 升相 位裕 量 的设计 实例 。 关键 词 ： 光耦 ； 反馈控 制 环路 ； 稳 定性设 计 ； 波特 图； 相 位裕 量
电压调整率 、 负载调整率 、 瞬态响应等技术指标。
利 用 幅频 特 性 曲线 和相 频 特 性 曲线 即可 合 并 成 一 幅波 特 图（ Ｂ ｏ ｄ ｅ Ｄｉ ａ ｇ ｒ ａ ｍ， 亦 称 伯 德 图） ， 其 增 益 和频 率 的坐 标 均采 用对 数 刻 度 ， 相 位则 采用 显 性 刻 度 。开关 电源 的波 特 图示 例 如 图 １所示 ， 可为 计 算
△
Ｉ Hale Waihona Puke 增 止 盆 ２７０．
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计引言开关电源的输出是直流输入电压、占空比和负载的函数。
在开关电源设计中，反馈系统的设计目标是无论输入电压、占空比和负载如何变化，输出电压总在特定的范围内，并具有良好的动态响应性能。
电流模式的开关电源有连续电流模式(CCM)和不连续电流模式(DCM)两种工作模式。
连续电流模式由于有右半平面零点的作用，反馈环在负载电流增加时输出电压有下降趋势，经若干周期后最终校正输出电压，可能造成系统不稳定。
因此在设计反馈环时要特别注意避开右半平面零点频率。
当反激式开关电源工作在连续电流模式时，在最低输入电压和最重负载的工况下右半平面零点的频率最低，并且当输入电压升高时，传递函数的增益变化不明显。
当由于输入电压增加或负载减小，开关电源从连续模式进入到不连续模式时，右半平面零点消失从而使得系统稳定。
因此，在低输入电压和重输出负载的情况下，设计反馈环路补偿使得整个系统的传递函数留有足够的相位裕量和增益裕量，则开关电源无论在何种模式下都能稳定工作。
1 反激式开关电源典型设计图l是为变频器设计的反激式开关电源的典型电路，主要包括交流输入整流电路，反激式开关电源功率级电路(有PWM控制器、MOS管、变压器及整流二极管组成)，RCD缓冲电路和反馈网络。
其中PWM控制芯片采用UC2844。
UC2844是电流模式控制器，芯片内部具有可微调的振荡器(能进行精确的占空比控制)、温度补偿的参考基准、高增益误差放大器、电流取样比较器。
开关电源设计输入参数如下：三相380V工业交流电经过整流作为开关电源的输入电压Udc，按最低直流输入电压Udcmin 为250V进行设计；开关电源工作频率f为60kHz，输出功率Po为60W。
当系统工作在最低输入电压、负载最重、最大占空比的工作情况下，设计开关电源工作在连续电流模式(CCM)，纹波系数为0．4。
设计的开关电源参数如下：变压器的原边电感Lp=4．2mH，原边匝数Np=138；5V为反馈输出端，U5V=5V，负载R5=5Ω，匝数N5V=4，滤波电容为2个2200μF／16V电容并联，电容的等效串联电阻Resr=34mΩ；24V输出的负载R24=24Ω，匝数N24V=17；15V输出的负载R15=15Ω，匝数N15V=1l；一1 5V输出的负载R-15V=15Ω，匝数N-15V=11。
开关电源环路设计的一些看法
其实可以先看看自动控制PID那章。
P调节。
就是纯电阻，无C,L、这个调节就是个衰减，或者放大。
使得系统有静差。
开环增益加大，稳态误差减小，fc增大，过渡过程缩短，系统稳定性变差。
这种很少很少用。
改进一下，PI调节：消除静差。
打个比方，就是431的R和K之间放置2个元件，R串C。
好处就是提供了负的相角，因为有了一个极点一个零点。
极点在0点。
使得相角裕量减小，所以，降低了系统的相对稳定性。
但是，穿越频率fc有所增加。
PD调节。
这个用的不多。
PD调节增大了系统的fc，导致系统响应加快，相位裕量增加。
高频时有噪声。
PID调节：低频时PI，高一点时PD调节。
低频时提升静态性能，高频时提升稳定性以及响应速度。
反激中用的比较多的是改进型PI，也就是type II和III。
那么，理想的传函应该是什么样子：1.低频段：高增益，以减小静差；2.中频段：fc附近，-20db，确保足够的相位裕量；3.高频段：增益要小，以降低开关谐波极其噪声的影响。
如果此时-40db下降都无法解决，那么，再加低通滤波器。
如果此时TYPE II不足以提供足够的相位裕量，那么，上TYPE III试试。
归纳一下：低频段：稳态性能；中频段：动态性能；高频段：抗干扰性能。
fc大，则快速性好，但是抗干扰能力下降，中频段最能反映系统的稳定性，快速性。
小信号分析时，分压网络里的那个接地的电阻啥时候在传递函数里出现，啥时候不需要考虑吧。
你用哪个运放组成误差放大网络？是431的，还是PWM控制器本身自带的？这是一个问题。
可以简单地理解PID作用的分工：P：粗调I：细调D：预测。
分压后，直接将反馈电压送到反相端，分压网络的下端电阻，在交流分析中，是不考虑的。
如果反馈电压通过电阻输入给反向端，分压网络的下端电阻，是要考虑进去交流分析的。
正解。
旅长这句话说的很精彩，PID调节：低频时PI，高一点时PD调节。
以前还真没注意到这个细节，类似于滞后-超前补偿的说法。
只是现实中的补偿器，无论是2型还是3型，都不是单纯的pid。
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开关电源控制环设计
资料来源：Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5)
译者：smartway
1. 绪论
在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因
而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于
理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常
常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响
性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有
关。测试结果和测量方法也包含在其中。
2. 基本控制环概念
2.1 传输函数和博得图
系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别
用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数
图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系
统的相位是整个环路相移之和。
2.2 极点
数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB
每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通
常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。
2.3 零点
零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益
以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通
滤波器电路引起的零点。
存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半
平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换
器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平
面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。
3.0 开关电源的理想增益相位图
设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得
图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博
得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡
并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良
好的线性和负载调节率。
3.1 相位裕量
参看图4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教
科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。
在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。
根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然而，有
一个边界稳定区域存在，此处（指边界稳定区，译注），系统由于瞬态响应引起振荡到经过
一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度，则系统在边界稳定。当相位裕
量超过45度时，能提供最好的动态响应，短的调节时间和最少过冲。
3.2 增益带宽
增益带宽是指单位增益时的频率，见图4，增益带宽就是穿越频率Fcs。最大穿越频率
的主要限制因素是电源的开关频率。根据采样定理，如果采样频率小于2倍信号频率（更严
谨一点的说法是应该小于2倍最大信号频率，译注），则被采样的信息就不能被完全读取。
在开关电源中，开关频率可以从输出纹波中看得出来，它是错误的信息，并且必须不被
控制环路所传递。
因此，系统的穿越频率必须小于开关频率的一半，否则，开关噪声和纹波会扭曲输出电
压中想要得到的信息，并导致系统不稳定。
3.3 增益
高的系统增益对于保证好的线性和负载调节率提供重要贡献。它能够使PWM比较器在
响应输入输出电压的变化时精确地改变电源开关的占空比，通常，需要在决定高增益和低相
位裕量之间做出权衡。
4. 实际设计分析举例
用经典环路控制分析方法，开关调整器的控制环分为四个主要部分：输出滤波器，PWM
电路，误差放大器补偿和反馈。图5用方块图举例说明这四部分，图6举例说明一个开关电
源电路图。
首先，输出电压被反馈网络降压，然后把这个反馈电压送入误差放大器，使之与基准电
压相比较而产生一个误差电压信号。脉宽调制部分拾取这个误差电压并且把它与功率变压器
的电流相比较并转化为合适的占空比去控制输出部分功率脉冲调制的数量。输出滤波器部分
使来自于功率变压器的斩波电压或电流平滑，使反馈控制环完善。下面确定每一部分的增益
和相位，并把他们联合起来形成系统的传输函数和系统的增益相位点。
4.1 反馈网络H(s)
反馈网络把输出电压降到误差放大器参考电压的水平，其传输式按简单的电阻分压式得
到：
4.2 输出滤波部分G1(S)
在电流模式控制系统中，输出电流被调节以达到目标的输出电压。输出滤波部分把脉动
的输出电流转换为目标输出电压。小信号分析得到：
输出电容的ESR和反馈网络的电阻（R1+R2=R
FB
）反映出输出滤波器传输函数的特性。
图7的电路分析给出ESR和RSENSE的影响。
传输函数G1(S)给出RFB的初始低频增益。这个增益在f
POLE=1/2*π*（RFB
+ESR）*C处开
始滚降，并在f
ZERO
=1/2*π*ESR*C变为水平。G1(S)的博得图见图8。
4.3 PWM电路部分G2(S)
光耦电路把误差放大网路产生的误差信号传输到主边。AS3842 PWM电路把这个误差
电压与通过主边功率变压器的电流进行比较。然后功率场效应管的占空比被调制，以提供足
够的电流到副边来维持想要的输出。
光耦的小信号传输函数是与光耦的电流传输比成比例的固定增益。R5（原文误为R6，
式5一并改为R5，译注）是与光耦的二极管串联的限流电阻，并且是AS3842误差放大器
的输出阻抗（此句应该理解为R5是这个AS3842开关电源电路中，误差放大器部分的输出
阻抗，译注）。这一点在应用文档“Secondary error amplifier with the AS431”中有深入的阐
述。从误差放大器的输出到AS3842的COMP脚的传输函数是：
V
CATHODE
是AS431的阴极电压，也就是误差补偿放大器的输出电压。CTR是光耦的电流
传输比。R5(原文为R6，译注)是与光耦的二极管串联的限流电阻。R
COMP
是AS3842的COMP
脚当其试图拉电流超过它的最大输出电流时的输出阻抗。
当误差信号传递到补偿脚以后，将其与电流检测信号比较。图9表示一个电流检测比较
器和开关部分的简单框图：
在闭环系统中，VCOMP与ISENSE维持同样的电平。因此，IPRIMARY被VCOMP有效的调节：
从I
SECONDARY
以后（见图9），副边电流或者说输出电流与主边电流成比例，把等式（4）
重新排列表示出副边电流与VCOMP之间的关系。
结合等式（3）和（6）得到PWM部分的传输函数：
传输函数G2(s)仅包含增益没有相移。
4.4 误差放大器补偿网络G3(S)
一旦输出滤波器和PWM电路部分的传输函数确定下来，然后可以设定误差放大器补
偿网络以取得最优化的系统性能。图10例举出一个在低频时提供高的频率滚降和高增益的
补偿方案。
这个补偿方案有一些很好的特性适合于误差放大器的补偿，它有很高的直流增益和易
控的滚降。
4.5 整个系统
因为这是一个线性系统，可以用叠加的方法得到整个系统的传输函数。通过把整个环
路各部分的增益和相位叠加起来，产生整个系统的博得图。通过放置补偿网络的极点和零点
使系统的性能最优化。图11把各部分的博得图结合起来，负反馈系统的180度相移也加入
进来了。
5. 测量结果
构造一个150W的电流模式正激转换器，经过修正的小信号环路特性显示出它在系统瞬
态响应时所起的作用。图13（原文误为图12，译注）给出它的增益－相位图。与图11所展
示的一样，获得了相同的博得图曲线。此增益相位图显示这个系统有86.7度的相位裕量。
意味着稳定的系统有快速的瞬态响应。图15（原文误为图13，译注）给出系统的瞬态响应。
为了展示相位裕量的作用，通过增加整个系统的增益和提高穿越频率，系统的相位裕量会减
少。穿越频率提高时系统的相位裕量在减少。图12（原文误为图14，译注）给出更高的穿
越频率和更少的相位裕量（65度）时的系统博得图。其瞬态响应见图14（原文误为图15，
译注），注意更少的相位裕量导致更大的振荡和更长的调节时间。表1比较了这两个不同增
益大小的系统之间线性和负载调节率的变化。正如前面所述，高的环路增益得到更紧密的线
性和负载调节率。还应该注意需在高的相位裕量和较低的环路增益之间取得平衡。
6. 测量方法
为了保证准确的结果，测试信号接入节点的阻抗必须大于它的输出阻抗。在图6的测
试电路中，误差放大器在副边，PWM电路在主边。测试信号在光耦的输出和AS3842的V
COMP
输入之前接入。输入阻抗是从VCOMP脚看入时的阻抗，输出阻抗是光耦的输出阻抗。在其他
误差放大器和PWM电路没有隔离的应用中，测试信号可以在输出滤波电容之后接入，使其
与误差放大器的输入相串联。
全文完
2006-6-6