开关电源变压器设计资料完整版
开关电源变压器设计资料完整版
工频变压器与高频变压器的比较﹕
工频
高频
E＝4.4f N Ae Bm f=50HZ
E＝4.0f N Ae Bm f=50KHZ N Ae Bm
效率﹕ 功率因素﹕
η=60-80 % (P2／P2+Pm+ PC) Cosψ=0.6-0.7 (系统 100W 供电 142W)
η>90% ((P2／P2+Pm) Cosψ>0.90 (系统 100W 供电 111W)
非隔离:P-S 共用地﹐俗稱熱底板
P=300V
220V*√2-VD
S1
分
立
元
件
震 蕩
F－
取樣
S2
二.激励方式: 自激勵﹕用變壓器 F+自激勵震蕩
P=300V
S1=1120V V
分
立
元 件
F＋
激勵
S2=57V S3=16V
它激勵﹕用集成 IC 它激勵間歇震蕩
P=300 V
F+=5V V
S1=18250V V
P=300V 220V*√2-VD
分
立
元
F+=5
件 V激勵
F-= 12V 取樣
S1=120V
P=300 V
S2=26V S3=16V
F＋ =8V
IC
S1=18250V V
S3= +20V S4= +12V
S2=5V
四.控制方式:
PWM:
脉冲宽度调制
Ton 可變
PFM
脉冲频率调制
Ton 恒定
T 恒定
T 可變
HI-POT…….. PHENOLIC. NYLON)……….
开关电源中变压器及电感设计1
开关电源中变压器及电感设计1开关电源中变压器及电感设计1一、变压器设计1.根据电源输出需求确定变压器的额定功率和工作频率。
2.计算变压器的变比。
变压器的变比决定了输入电压和输出电压之间的关系。
通常变压器的变比为输入和输出电压之比的倒数，即输出电压/输入电压。
3.根据变比计算次级匝数。
变压器的次级匝数等于输入匝数乘以变比。
4.根据次级匝数计算主绕组匝数。
主绕组匝数等于次级匝数除以变比。
5.计算主绕组和次级绕组的截面积。
主绕组的截面积一般比次级绕组大，以满足输送更大电流。
6.计算铁芯截面积。
铁芯截面积的大小关系到变压器的能量传输效率，一般选择铁芯截面积略大于主绕组的截面积。
7.选择合适的铁芯材料和线材材料。
铁芯材料的导磁性能和线材材料的电阻等参数会影响变压器的损耗和效率。
8.进行变压器的相关参数计算和模拟。
可以使用相关软件进行变压器参数的计算和仿真，以评估变压器的性能。
9.制作变压器的绕组和组装。
根据计算结果进行绕线并组装变压器。
10.进行变压器的测试和调整。
使用仪器测试变压器的性能，并根据测试结果调整变压器的参数，以满足设计要求。
二、电感设计1.根据电源输出需求确定电感的额定电流和工作频率。
2.根据电感的额定电流和工作频率计算电感的感值。
电感的感值和额定电流和工作频率之间有一定的关系，可以根据公式进行计算。
3.根据感值计算电感的绕组数。
电感的绕组数决定了电感的电流走向和电感的大小。
4.选择合适的磁芯和线材材料。
合适的磁芯材料和线材材料会影响电感的损耗和效率。
5.进行电感的相关参数计算和模拟。
可以使用相关软件进行电感参数的计算和仿真，以评估电感的性能。
6.制作电感的绕组和组装。
根据计算结果进行绕线并组装电感。
7.进行电感的测试和调整。
使用仪器测试电感的性能，并根据测试结果调整电感的参数，以满足设计要求。
总结：变压器和电感的设计是开关电源设计中关键的一环，直接影响到电源的性能和稳定性。
在设计过程中，需根据电源输出需求确定额定功率和工作频率，并计算变压器和电感的相关参数。
自激式开关电源变压器的设计
自激式开关电源变压器的设计1.功率变压器设计与计算产品规格要求：输入电压：V AC=85~265V 50~60Hz输出电压：V O=5V，输出电流：I O=0.4A考虑到短暂的负载，最大输出电流设置为：I OMAX=1.2I O=0.48A1.1开关频率该系统是一个可变开关频率系统（RCC的开关频率与输入电压和输出负载变化），所以有一些自由切换频率选择度。
然而，频率必须至少为25kHz，以尽量减少噪音。
更高的开关频率将降低变压器的噪音，但增加器件的耗散功率及开关电源的效率水平。
该例取最小开关频率和满载时的最大占空比可以表示如下为：f Smin=50kHz，D max=0.51.2 MOSFET的导通率MOSFET的最大漏极电压必须低于其击穿电压。
最大漏极电压的总和=输入最高电压+次级反射电压和电压尖峰（由主要在最大输入电压寄生电感引起的）。
最大输入电压为375V和MOSFET的击穿电压为600V。
假设输出整流二极管压降为0.7V，电压尖峰为95V，而MOSFET电压余量至少是50V的，给出的反射电压为： V fl=V(BR)DSS-V margin-V DCmax-V spk=600-50-375-95=80V 给出的圈数比为以上式中：V fl= 二次反射电压V(BR)DSS=MOSFET击穿电压V margin=电压余量V DC(max)=最大输入DC电压V spk=反馈电压尖峰V f=电压降N=圈数比N p=初级绕组匝数N s=二次绕组匝数1.3初级电流 初级峰值电流可以表示为：初级有效值（RMS）电流可以表示为其中：I ppk= 初级峰值电流V O= 输出电压I O(max)= 最大电流输出η= 效率，等于70%D max=最大占空比V DC(min)= 最小输入电压I prms= 初级有效值电流1.4 初级电感初级电感可表示为式中：V DC(min)=最小输入DC电压f s(min)=最小开关频率D max=最大占空比I ppk=初级峰值电流例如，如果主电感量设置为5.2mH，最小开关频率为：1.5 磁芯尺寸最常用的方式选择一个AP值大小合适的磁心为基础，磁芯的有效（磁）截面积及窗口面积可绕下的产品。
单管正激式开关电源变压器设计
单管正激式开关电源变压器设计引言：设计目标：设计一个单管正激式开关电源变压器，输入电压为220V，输出电压为12V，输出电流为1A。
主要的设计目标如下：1.高能效：确保转换效率达到90%以上。
2.稳定性：在负载变化范围内，输出电压波动小于5%。
3.安全性：确保设计的变压器具有过载和短路保护功能。
4.成本：在满足以上要求的情况下，尽量降低设计成本。
设计过程：1.计算变压器的变比：由于输入电压为220V，输出电压为12V，所以变压器的变比为220/12=18.332.计算次级电流：输出电流为1A，因此次级电流为1A。
3.计算主磁环的Ae（过剩面积）：根据磁环材料的选择，可以得到主磁环的Ae值。
4.计算主磁环的直径D：根据所选择的磁环材料的饱和磁感应强度，可以得到主磁环的直径D。
5.计算次级绕组的匝数：次级绕组的匝数可以根据变比计算得出。
6.计算次级绕组的截面积：由于次级电流和次级绕组匝数已知，可以计算出次级绕组的截面积。
7.选择铁芯截面积：根据所需的变压器功率，可以选择合适的铁芯截面积。
8.计算输出电压波动：根据设计目标的要求，计算负载变化时输出电压的波动范围。
9.设计过载和短路保护：根据设计目标的要求，设计过载和短路保护电路，以确保变压器的安全性。
设计要点：1.磁环材料的选择：磁环材料应具有高饱和磁感应强度和低磁滞损耗，以提高变压器的效率。
2.绕组材料的选择：绕组材料应具有良好的导电性和低电阻，以减小损耗和提高效率。
3.绝缘材料的选择：绝缘材料应具有良好的绝缘性能和耐高温性能，以确保变压器的安全性和可靠性。
4.冷却系统的设计：变压器在工作中会产生一定的热量，需要设计合适的冷却系统，以保持变压器的温度在安全范围内。
总结：单管正激式开关电源变压器是一种常见的电源转换器，设计时需要考虑效率、稳定性、安全性和成本等因素。
在设计过程中，需要计算变压器的变比、次级电流、主磁环的Ae和直径、次级绕组的匝数和截面积，选择合适的铁芯截面积，设计合适的过载和短路保护电路，并选用合适的磁环材料、绕组材料和绝缘材料。
开关电源变压器设计
开关电源变压器设计1.前言2.变压器设计原则3.系统输入规格4.变压器设计步骤4.1选择开关管和输出整流二极管4.2计算变压器匝比4.3确定最低输入电压和最大占空比4.4反激变换器的工作过程分析4.5计算初级临界电流均值和峰值4.6计算变压器初级电感量4.7选择变压器磁芯4.8计算变压器初级匝数、次级匝数和气隙长度4.9满载时峰值电流4.10 最大工作磁芯密度Bmax4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率4.13 计算绕组的铜损4.14变压器绕线结构及工艺5.实例设计—12W Flyback变压器设计1. 前言◆反激变换器优点：电路结构简单成本低廉容易得到多路输出应用广泛，比较适合100W以下的小功率电源◆设计难点变压器的工作模式随着输入电压及负载的变化而变化低输入电压，满载条件下变压器工作在连续电流模式 ( CCM )高输入电压，轻载条件下变压器工作在非连续电流模式 ( DCM )2. 变压器设计原则◆温升安规对变压器温升有严格的规定。
Class A的绝对温度不超过90°C；Class B不能超过110°C。
因此，温升在规定范围内，是我们设计变压器必须遵循的准则。
◆成本开关电源设计中，成本是主要的考虑因素，而变压器又是电源系统的重要组成部分，因此如何将变压器的价格，体积和品质最优化，是开关电源设计者努力的方向。
3. 系统输入规格输入电压：Vacmin~ Vacmax输入频率：f L输出电压：V o输出电流：I o工作频率：f S输出功率：P o预估效率：η最大温升：40℃4.0变压器设计步骤4.1选择开关管和输出整流二极管开关管MOSFET:耐压值为V mos输出二极管:肖特基二极管最大反向电压V D正向导通压降为V F4.2计算变压器匝比考虑开关器件电压应力的余量(Typ.=20%)开关ON ：0.8·V D > V in max / N + V o开关 OFF ：0.8·V MOS > N·( V o+ V F) + V in max匝比：N min < N < N max4.3 确定最低输入电压和最大占空比输入滤波电容：2µF~3µF/W最低输入电压 ( 假设tc=3ms )V in min =√(√2V VV VVV)2−2 × V VV ( V2 − V V V VV最低输入电压，最大功率时，占空比最大D maxD max = V ∙ ( V V + V V )V ∙ ( V V + V V ) + V VV VVV4.4 反激变换器的工作过程分析低输入电压时，负载从轻载到重载，变压器经历从DCM →BCM →CCM 的过程 高输入电压时，负载从轻载到重载，变压器一直工作在DCM4.5 计算初级临界电流均值和峰值按照最小输入电压，最大输出功率(Pomax)的条件计算P o = 1/3P o max时，变换器工作在BCMP o < 1/3P o max时，变换器工作在DCMP o > 1/3P o max时，变换器工作在CCMBCM模式下，最小输入电压时的平均输入电流I in-avg = 13∙ V VVV VV VVV变压器初级临界电流峰值∆I p1 = I pk1 = 2 × V VV−VVVV VVV4.6 计算变压器初级电感量最低输入电压，BCM条件下，最大通时间T on max = 1V V × Dmax变压器初级电感量Lp = V VV VVV × V VV VVV∆V V14.7 选择变压器磁芯基于输出功率和开关频率计算面积乘积，根据面积乘积来选择磁芯AP p = V V × 1062 × V × V V × V V × V V × V V × VK o 是窗口的铜填充系数：取 K o =0.4K c 是磁芯填充系数；对于铁氧体磁芯取 K c =1 Bm 是变压器工作磁通密度，取 B m ≤12 VVVV j 是电流密度，取 j = 4.2A/mm 2考虑绕线空间，尽量选择窗口面积大的磁芯，查表选择Aw 和Ae4.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度初级绕组的匝数N p =V in min × t on maxA e ×B m×108增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗减小或增加在100kHz 条件下，损耗与B2.86成正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加15%次级绕组匝数 N s = N p / N辅助绕组匝数 N cc = ( V cc + 1 ) × N s / ( V o + V F )气隙长度 : l g = 0.4 V × V V × V 2V V4.9 满载时峰值电流CCM 时，T on max 固定不变输入电压不变，BCM 的T on max 等于CCM 的T on max T on max 内，电感电流线形上升增量 ∆I p1 =V VV VVV × V VV VVVV V= ∆I p2低输入电压，满载条件下 P o = 12×η× L p × (I 2pk2 – I 2pk0 ) × f s变压器初级峰值电流 I pk2 =V V / VV VV VVV × V VVV+∆V V224.10 最大工作磁芯密度B maxB max =V V × V VV2V V × V V×108 < B sat如果B max <B sat ，则证明所选择的磁芯通过，否则应重新选择4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值梯形波电流的中值 ：I a = I pk - ∆V2电流直流分量 ：I dc = D max × I a电流有效值 ： I prms = I a √V VVV电流交流分量 ：I ac = I a √VVV (1−V VVV )4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率导线的横截面积自然冷却时，一般取电流密度j = 4A / mm2初级绕组：S p = I prms ( A ) / 4 ( A / mm2 )副边绕组：S s = I srms ( A ) / 4 ( A / mm2 )线径及根数集肤深度δ= 6.61 / √V V cm导线线径不超过集肤深度的2倍，若超过集肤深度，则需多股并绕根据安规要求考虑加一定宽度的挡墙2窗口占有率K0A w≥ N p ×V×V V2+ N s ×V×V V2+ N cc ×V×V VV4.13计算绕组的铜损根据导线的电阻和集肤深度，确定每个绕组的铜损耗总损耗一定要小于预算损耗，温升经验公式∆T ≈800 × V VVVV34 × √V V×V V4.14变压器绕线结构及工艺骨架的选取：累计高度、宽度绕法：初级和次级交错式(三明治)绕法：漏感小5. 设计实例—12W开关电源变压器设计5.1系统输入规格输入电压：90Vac~265Vac输入频率：50Hz输出电压：12V输出电流：1.0A输出功率：Po=12W开关频率：50kHz预估效率：0.75输入最大功率：Pin=16W变压器最大温升：40℃5.2开关管MOSFET和输出整流二极管开关管MOSFET耐压: V mos=600V输出二极管：反向压降V D=100V ( 正向导通压降V F=0.5V )5.3计算变压器匝比0.8 ∙ V D > V in max / N + V o 0.8 × 100 > 375 / N +120.8 ∙ V mos > N ∙ ( V o + V F ) + V in max 0.8 × 600 > N × ( 12 + 0.5 ) +3755.5 < N < 8.4取 N = 65.4 最低输入电压和最大占空比选择C in =22µF 最低输入电压：V in min = √(√VV VVV)2−2 × V VV ( V2 − V V )V VV= √1272−2 ×16 ×7 × 10322 × 10−6≈77V最大占空比 ：Dmax = V ∙ (V V + V V )V ∙ ( V V + V V )+ V VV VVV = 6 × 12.56 ×12.5+77= 0.495.5 计算初级临界电流均值和峰值I in-avg = 13∙ V VV V VV VVV = 163 ×77= 0.07 A∆I p1 = I pk1 = 2 × V VV −VVV V VVV = 2 ×0.070.49= 0.285 A5.6最大导通时间和初级电感量最大导通时间 ： T on max = 1V V× D max = 9.8 VV变压器初级电感量 ： L p = V VV VVV ×V VV VVV ∆V V1= 77 ×9.8 × 10−60.285 ≈ 2.7mH5.7 变压器磁芯面积AP p = 12 × 1062 ×0.75 ×0.42 × 50 × 10×1600 ×4= 0.066 cm 2( 铁氧体磁芯 B sat = 3900G , 取 B m = 1600G )查表EF20 A e = 0.335 cm 2，A w = 0.6048 cm 2AP = A w * A e = 0.202 cm 2 > 0.066 cm 25.8 变压器初级匝数、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度N p =77 ×9.8 × 10−60.335 ×1600×108 = 140.7 取 N p= 140 TsN s = 140 / 6 = 23.3 Ts 取 N s = 23 TsN cc = 19 × 23 / 12.5 ≈ 35 Tsl g = 0.4V ×33.5 × 14022.6= 0.2 mm5.9 满载时峰值电流、最大工作磁通密度I pk2 = VV / V VVV VVV ×VVVV + ∆VV 2 = 1677 ×0.49+ 0.14 = 0.56 ABmax = VV ×VVV2VV ×VV = 2.6×10−3 × 0.560.335 ×140×108 = 3100G < 3900G5.10 变压器初级电流、副边电流的有效值原边各电流：电流中值I pa = 0.42A 电流有效值I prms = 0.29A电流直流值I pdc = 0.20A 电流交流值I pac = 0.208A副边各电流：电流直流值I sdc = 1A 电流有效值I srms = 1.38A电流中值I sa = 1.92A 电流交流值I ac = 0.959A5.11 计算原边、副边绕组的线径，估算窗口占有率线径及根数集肤深度δ= 6.61 / √V V= 6.61 / √50× 103 = 0.29 cm导线的横截面积：电流密度j = 4.2~5A / mm2初级绕组：S p=0.068mm2→Φ0.25mm ×1P→R DC = 4.523mΩ/cm( 100℃ )副边绕组：S s = 0.328mm2→Φ0.40mm×2P→R DC = 0.892mΩ/cm ( 100℃ )Vcc绕组：S cc = 0.1/4.2 = 0.024mm2→Φ0.1mm×2P窗口占有率：0.4 × 60.48 ≥ 140 ×π× 0.1252 + 23 ×π× 0.22 + 35 ×π×0.08224.2 ≥ 13.6 OK5.12 计算绕组的铜损平均匝长 l av = 23.5 mm各绕组绕线长度：原边 l Np = 140 × 23.5 = 329 cm副边 l Ns = 23 × 23.5 = 54.0 cm各绕组直、交流电阻：原边R pdc =1.45Ω R pac =2.38Ω副边R sdc =0.024Ω R sac =0.038ΩVcc 绕组电流过小，忽略绕组损耗各绕组损耗：P u = 0.30W{V V = V VVVV 2× V VVV + V VVV 2 × V VVV =0.22V V V = V VVVV 2× V VVV + V VVV 2 × V VVV =0.08V5.13 计算绕组的铁损计算铁损：查磁芯损耗曲线，PC40在 ΔB = 0.15T 时为80mW / cm 3 铁损 P Fe = 80 × 1.5 = 0.12 W估算温升总损耗 P loss = 0.12 + 0.30 = 0.42 W经验公式 ∆T ≈ × .343356048 = 22℃ < 40℃设计 OK5.14 变压器绕线结构及工艺绕线宽度高度累计查EF20 Bobbin 绕线宽度W=12.1mm ，高度H=2.9mm0.25mm ，最大外径0.275mm 每层35T ，W1=9.62mm0.40mm ，最大外径0.52mm 每层23T ，W2=11.9mm0.10mm ，最大外径0.13mm 每层35T ，W3=9.1mm(0.1mm×2P)总高度 = 0.275×4 + 0.52 × 2 + 0.13 × 3 + 0.03 × 7 = 2.74 mm绕线结构次级→初级→次级。
开关电源变压器设计
启闭电源变压器安排之阳早格格创做1. 序行2. 变压器安排规则3. 系统输进规格4. 变压器安排步调4.8估计变压器初级匝数、次级匝数战睦隙少度4.10 最大处事磁芯稀度Bmax4.11 估计变压器初级电流、副边电流的灵验值4.12 估计本边绕组、副边绕组的线径，估算窗心占有率4.13 估计绕组的铜益4.14 变压器绕线结构及工艺5. 真例安排—12WFlyback变压器安排1. 序行◆反激变更器便宜：电路结构简朴成本矮廉简单得到多路输出应用广大，比较符合100W以下的小功率电源◆安排易面变压器的处事模式随着输进电压及背载的变更而变更矮输进电压，谦载条件下变压器处事正在连绝电流模式 ( CCM )下输进电压，沉载条件下变压器处事正在非连绝电流模式 ( DCM )2. 变压器安排规则◆温降安规对付变压器温降有庄重的确定.Class A的千万于温度没有超出90°C；Class B没有克没有及超出110°C.果此，温降正在确定范畴内，是咱们安排变压器必须按照的规则.◆成本启闭电源安排中，成本是主要的思量果素，而变压器又是电源系统的要害组成部分，果此怎么样将变压器的代价，体积战本量最劣化，是启闭电源安排者全力的目标.3. 系统输进规格输进电压：Vacmin~ Vacmax输进频次：fL输出电压：V o输出电流：Io处事频次：fS输出功率：Po预估效用：η最大温降：40℃启闭管MOSFET:耐压值为Vmos输出两极管:肖特基两极管最大反背电压VD正背导通压落为VF思量启闭器件电压应力的余量(Typ.=20%)启闭ON：0.8·VD > Vin max / N+V o启闭 OFF ：0.8·VMOS > N·(V o+VF) + Vin max匝比：Nmin < N < Nmax输进滤波电容：2µF~3µF/W最矮输进电压(假设tc=3ms )Vin min =最矮输进电压，最大功率时，占空比最大DmaxDmax =4.4 反激变更器的处事历程分解矮输进电压时，背载从沉载到沉载，变压器经历从DCM→BCM →CCM的历程下输进电压时，背载从沉载到沉载，变压器背去处事正在DCM4.5 估计初级临界电流均值战峰值依照最小输进电压，最大输出功率(Pomax)的条件估计Po=1/3Pomax时，变更器处事正在BCMPo<1/3Pomax时，变更器处事正在DCMPo>1/3Pomax时，变更器处事正在CCMBCM模式下，最小输进电压时的仄衡输进电流Iin-avg =变压器初级临界电流峰值Ip1 = Ipk1 =4.6 估计变压器初级电感量最矮输进电压，BCM条件下，最大通时间Ton max = Dmax变压器初级电感量Lp =4.7 采用变压器磁芯鉴于输出功率战启闭频次估计里积乘积，根据里积乘积去采用磁芯APp =Kc是磁芯弥补系数；对付于铁氧体磁芯与 Kc=1Bm是变压器处事磁通稀度，与Bm思量绕线空间，尽管采用窗心里积大的磁芯，查表采用Aw战Ae 4.8 估计变压器初级、次级匝数、辅帮绕组匝数战睦隙少度初级绕组的匝数Np =减少大概者减小匝数只会分别引起磁芯耗费减小大概减少正在100kHz条件下，耗费与B2.86成正比，匝数减小5%会使磁芯耗费减少15%次级绕组匝数Ns = Np / N辅帮绕组匝数Ncc = ( Vcc + 1 ) Ns / ( V o+ VF)气隙少度 :lg =4.9 谦载时峰值电流CCM时，Tonmax牢固没有变输进电压没有变，BCM的Tonmax等于CCM的TonmaxTonmax 内，电感电流线形降下删量Ip1 = = Ip2矮输进电压，谦载条件下Po = ηLp(I2pk2– I2pk0 ) fs变压器初级峰值电流Ipk2 =4.10 最大处事磁芯稀度BmaxBmax = < Bsat如果Bmax<Bsat，则说明所采用的磁芯通过，可则应沉新采用4.11 估计变压器初级电流、副边电流的灵验值电流接流分量：Iac = Ia梯形波电流的中值：Ia = Ipk -电流曲流分量：Idc = Dmax Ia电流灵验值：Iprms = Ia4.12 估计本边绕组、副边绕组的线径，估算窗心占有率导线的横截里积自然热却时，普遍与电流稀度j=4A/mm2初级绕组：Sp=Iprms(A)/4(A/mm2)副边绕组：Ss=Isrms(A)/4(A/mm2)线径及根数集肤深度δ= 6.61 / cm导线线径没有超出集肤深度的2倍，若超出集肤深度，则需多股并绕根据安规央供思量加一定宽度的挡墙窗心占有率K0Aw Np+ Ns+ Ncc根据导线的电阻战集肤深度，决定每个绕组的铜耗费总耗费一定要小于估算耗费，温降体味公式T骨架的采用：乏计下度、宽度绕法：初级战次级接错式(三明治)绕法：漏感小5. 安排真例—12W启闭电源变压器安排5.1 系统输进规格输进电压：90Vac~265Vac输进频次：50Hz输出电压：12V输出功率：Po=12W启闭频次：50kHz输进最大功率：Pin=16W变压器最大温降：40℃5.2 启闭管MOSFET战输出整流两极管启闭管MOSFET耐压: Vmos=600V输出两极管：反背压落VD=100V ( 正背导通压落VF=0.5V )0.8 VD > Vin max / N + V o0.8 100 > 375 / N +120.8 Vmos > N ( V o + VF ) + Vin max0.8 600 > N ( 12 + 0.5 ) +375与N = 65.4 最矮输进电压战最大占空比采用Cin=22µF最矮输进电压：Vin min = =最大占空比：Dmax = =5.5 估计初级临界电流均值战峰值Iin-avg = = = 0.07 AIp1 = Ipk1 = = = 0.285 A最大导通时间：Ton max = Dmax = 9.8变压器初级电感量：Lp = =5.7 变压器磁芯里积APp = = 0.066 cm2 ( 铁氧体磁芯 Bsat = 3900G , 与 Bm = 1600G )查表5.8变压器初级匝数、次级匝数、辅帮绕组匝数战睦隙少度Np = = 140.7与Np = 140 TsNs = 140 / 6 = 23.3 Ts 与Ns = 23 TsNcc = 19 23 / 12.5 35 Tslg = = 0.2 mm5.9谦载时峰值电流、最大处事磁通稀度Ipk2 = + = + 0.14 = 0.56 ABmax = = = 3100G < 3900G 5.10变压器初级电流、副边电流的灵验值本边各电流：副边各电流：5.11估计本边、副边绕组的线径，估算窗心占有率线径及根数集肤深度δ= 6.61 / = 6.61 / = 0.29 cm导线的横截里积：电流稀度j=4.2~5A/mm2初级绕组：Sp=0.068m m2→Φ0.25mm×1P→RDC=4.523mΩ/cm(100℃)副边绕组：Ss=0.328mm2→Φ0.40mm×2P→RDC=0.892mΩ/cm (100℃) Vcc绕组：Scc=0.1/4.2=0.024mm2→Φ0.1mm×2P窗心占有率：0.4 60.48 140 0.1252 + 23 0.22 + 3524.2 13.6 OK各绕组绕线少度：本边lNp=140×23.5=329cm各绕组曲、接流电阻：Vcc绕组电流过小，忽略绕组耗费各绕组耗费：Pu = 0.30W5.13 估计绕组的铁益铁益PFe = 80 1.5 = 0.12 W估算温降总耗费Ploss = 0.12 + 0.30 = 0.42 W体味公式T = 22℃ < 40℃安排 OK绕线宽度下度乏计0.10mm，最大中径0.13mm 每层35T，W3=9.1mm(0.1mm×2P)绕线结构次级→初级→次级。
反击式开关电源变压器DCDC设计
P小于要求值
反击式变压器
单位：采用MKS国际单位制式，真空磁导率μ0=4π*10-7，绝对磁导率μ，相对磁导 率μr
反击式变压器：1次侧导通，2次侧截止，电能 储存在初级线圈中，1次侧截止，电流反向 2次侧导通，电能传递给次级线圈。 导通时间D小于＜0.5。 变压器磁芯饱和：磁芯的磁场强度增加到某一 值时，相对磁导率降低到1对应的磁通密度称为 饱和磁通密度。磁芯不得饱和，此时电感量 迅速下降，可能会引起电流过大损坏器件。 硬饱和：场强增加，B饱和。温度越高， 饱和值越低。 软包和：磁粉芯的磁导率随B增加而慢慢减少。 居里温度：磁芯永久失磁。
开关电源设计
输入电压Vi=6~100V; 输出电压Vo=5V；电流I=1A;
N沟道MOS管
NMOS，Vgs大于一定值就会导通(低端驱动)。（PMOS，导通电阻大，贵，不适用） 500V,数A，体积小，小功率，数百k频率高。（双极性BJT功率管，IGBT，500V以上）
钳位保护电路
能将MOSFET关断时加在漏极上的尖峰电压限制在安全范围之内。
⑨计算初级电流峰值
10. 计算次级线圈匝数N2
U’o 为加了二极管导通电压的输出电压
U’o = Uo + U’D 11. 次级电感L2
12.复位时间TR T＞D+TR T总周期，D占空比
13.每匝线圈平均长度LA 14.此磁芯总的窗口面积AE 为阴影面积的2倍 AE =（E-F）/2 线圈填充值为K,初级次级各占一半面积ACU，则 每匝初级线圈的面积ACU= AE*K/(2*N1)
换小一点的μ（AL）磁芯试试。
⑦计算气隙
Lp为电感量
AL愈大，N愈小，气隙愈小，气隙不能太小，所以要合理选择AL
单管正激式开关电源变压器设计
单管正激式开关电源变压器设计设计一个单管正激式开关电源变压器的主要目标是将输入电压转换为所需的输出电压，并提供适当的电流输出。
这种类型的电源变压器由一个开关管、一个变压器、一个整流电路和一个滤波电路组成。
以下是一个设计单管正激式开关电源变压器的基本步骤：1.确定功率需求：首先，确定所需的输出功率，这将指导变压器的尺寸和开关管的容量选择。
输出功率通常以所需的输出电压和电流来计算，即P=V*I。
2.选择变压器参数：根据所需的输出功率和输入电压范围，选择适当的变压器参数。
变压器一般由工作频率、变比（输出电压与输入电压之比）和功率容量来定义。
变压器的变比可以通过变压器的匝数比来实现，即N2/N1，其中N2是次级（输出）匝数，N1是主级（输入）匝数。
3.选择开关管：选择能够承受所需输出功率的开关管。
开关管的选择与其导通电阻、封装、耐压和工作频率相关。
常用的开关管有晶体管和功率MOSFET。
4.设计整流电路：整流电路用于将开关管的高频交流输出转换为直流输出。
常见的整流电路包括单相桥式整流器和满桥式整流器。
整流电路的设计需要考虑所需的输出电压、电流和纹波功率因素。
5.设计滤波电路：滤波电路用于去除整流电路输出的高频纹波，并提供平滑的直流输出。
常见的滤波电路包括电容滤波器和电感滤波器。
滤波电路的设计需要考虑所需的输出电压纹波和效率。
6.进行模拟和数字仿真：使用计算机软件进行电路的模拟和数字仿真，以验证设计的正确性和性能。
7.制作原型并测试：根据设计的电路图和布局，制作原型并进行测试。
测试包括输出电压和电流的测量、纹波和效率的评估。
8.进行优化：根据测试结果进行设计的优化。
优化的目标包括提高效率、减小纹波和噪声，以及改进稳定性和可靠性。
上述步骤提供了一个基本的单管正激式开关电源变压器设计的框架。
具体的设计细节和参数将取决于所需的输出功率和输出电压等要求。
为了确保电路的稳定性和可靠性，建议在设计过程中仔细考虑电源的保护和故障检测机制。
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开关电源变压器设计开关变压器是将DC 电压﹐通过自激励震荡或者IC 它激励间歇震荡形成高频方波﹐通过变压器耦合到次级,整流后达到各种所需DC 电压﹒变压器在电路中电磁感应的耦合作用﹐达到初﹒次级绝缘隔离﹐输出实现各种高频电压﹒ 目的﹕减小变压器体积﹐降低成本﹐使设备小形化﹐节约能源﹐提高稳压精度﹒ N工频变压器与高频变压器的比较﹕工频 高频E ＝4.4f N Ae Bm f=50HZE ＝4.0f N Ae Bm f=50KHZ N Ae Bm 效率﹕ η=60-80 % (P2／P2+Pm+ P C ) η>90% ((P2／P2+Pm )功率因素﹕ Cosψ=0.6-0.7 (系统100W 供电142W) Cosψ>0.90 (系统100W 供电111W) 稳压精度﹕ ΔU%=1% (U20-U2／U20*100) ΔU<0.2% 适配.控制性能﹕ 差 好 体积.重量 大 小开关变压器主要工作方式一.隔离方式: 有隔离; 非隔离 (TV&TVM11) 二.激励方式: 自激励; 它激励 (F + & IC) 三.反馈方式: 自反馈; 它反馈 (F- & IC) 四.控制方式: PWM: PFM (T & T ON ) 五.常用电路形式: FLYBACK & FORWARD一.隔离方式:二.开关变压器主要设计参数:R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P. Cp. Z. Q.………动态测试参数:Vi. Io. V o. Ta . U. F D max ………….材料选择参数 P. Pc. u i. A L. Ae. Bs …….WIRE: Φ ℃ . ΦI max . HI-POT ……..BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)………. TAPE: ℃ . δh . HI-POT …….. 制程设置要求P N …(SOL.SPC).PN//PN.PN -PN. S N (SOL.SPC).Φn. M tape:δ&w TAPE:δ&w. V ℃……..三.反馈方式:四.控制方式: PWM: PFM脉冲宽度调制 脉冲频率调制五.常用电路形式:单端正激励FORWARD开关变压器主要设计参数静态测试参数:R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P.Cp. Z. Q.………动态测试参数:Vi. Io. V o. Ta. U. F D max………….材料选择参数CORE: P. Pc. u i. A L. Ae. Bs…….WIRE: Φ℃. ΦI max. HI-POT……..BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)……….TAPE: ℃. δh. HI-POT……..制程设置要求..单端反激励FLYBACK 调节TON 使能量守恒定1/2*L P *I PK 2=1/2*L S *I SK 2Ton Br BmI2Bac IdcHBBdcBmBr Toff Bm Br開關變壓器應用磁滯回線描述Bs:飽和磁通(束)密度Br:殘留磁通(束)密度 Hs: 飽和磁場強度Hc:保磁力(矯頑力) Ui:初始導磁率加GAP 曲線Br 下降﹐ΔB 增加傳遞能力增大﹒傳遞磁能區間增加變壓器導通Ton 和截止Toff 的變化单端反激励(Flyback)波形分为:临界状态,非连续状态, 连续状态(常用状态).Po=1／2LI pk2*f (η)Vi min=I pk*Lp／TonPo／Vi min I pk=2Po／D max Vi min ( Po=VoIo)Vi min*Ton=I pk*Lp Lp=Vi min*D max／I pk*fNp=Lp*I pk／Ae*ΔB Np= ΔB*Ig／0.4π*I pkIg=0.4πL p I pk2／Ae*ΔB2Vo+VD=Vimin*(Dmax／1-Dmax)*Ns/NpNs=(V O+V D)*(1-Dmax)*Np／Vi min*D maxDmin=Dmax／(1-Dmax)K+Dmax K=Vi max/Vimin单端反激励(Flyback)设计例题一条件﹕V i =170V－270V ﹐f= 30K HZ V o= 5V, Io=20A, D max=0.45(设计取值)设计﹕1) Vi min=170*1.4-－20=218V, Vi max=270*1.4－20=358VVi min=170*√2-(V D.ΔU) Vi max=270*√2-(V D.ΔU)Vi min=(V iACMIN)2-2Po(1/2fL -tc)2) I pk=2*5*20／218*0.45=2.04A ηCIN Ipk=2Po／DmaxVimin ( Po=V oIo) Po=1／2LI pk2*f (η)3) Lp=218*0.45／2.04*30000=1.6mHLp=Vimin*Dmax ／Ipk*f4) K=358／218=1.64K=Vimax/Vimin5) Dmin=0.45／(1-0.45)*1.64+0.45=0.332Dmin=Dmax／(1-Dmax)K+Dmax6) CORE查表100W 选择EER42／15 Ae=183mm2(1.83cm2) Bs=390mT(3900Gs)Core=g/w(f=20k Hz REF)7) WIRE查表或SΦ=√I/3=√20/3=2.58mm 选"铜箔"为佳.PΦ=√2.04/3=0.82,选0.60X2r2*π(2.58/2)2*3.14=5.225 选择19#,Φ=0.98*7 (0.98/2)2*3.14*7=5.277（4Pin并绕）8) Ig=(0.4*3.14*1.6*10-3*2.042／1.83*19502 )*108=0.12cmIg=0.4πLpIpk2／Ae* ΔB29) Np=1950*0.12／0.4*3.14*2.04=91.32T . Np=(0.0016*2.04／1.83*1950)*108=91.46TNp=ΔB*Ig／0.4π*Ipk Np=Lp*Ipk ／Ae*ΔB10) Ns=(5+1)*(1-0.45)*91／218*0.45=3.06T 11）P=1/2*1.6*2.042*30=96WNs=(V O+V D)*(1-Dmax)*Np／Vimin* Dmax P=1/2LI2*f单端正激励(FORWARD)设计例题一输入电压﹒Vi= 48V (36~60V), 额定输出电压﹒电流﹒V o=5.0V﹒Io=11A 额定输出功率55W. 最大输出功率65Wf=470kHz (450~500 kHz) δmax=0.42 η=82设计步骤: 选择PC50. 3F3. N49等材质选PC50. EPC25.Ae: 46.4mm2. Le: 59.2mm. B S: 3800G S1): Ipk= Ic= 2POUT / Vinmin= 2*65 / 36= 3.6A2): Np= Vinmax*108 / (4FBmax*Ae) 取Bmax=2000G= 60*108 / (4*450K*2000G*0.464)= 4TS, 调整为6TS3): Ns= Np *(Vo+V D) / (Vi*δmax)= 4* (5.5+1)/(36*0.42)= 1.7TS 调整为2TS4): 反馈绕组. N= Np*(15+1) / (36*0.42)= 6*16/(36*0.42)= 6TS5): 选择绕组线径Np: Φ0.1*120CNs: Φ0.1*200CN: Φ0.256): 由于为安全电压.故不须包MARGIN TAPE.单端正激励(FORWARD)设计例题二输入电压﹒Vi= 100V (85V~135V),额定输出电压﹒电流﹒V o=5.0V(4.5-5.5)﹒Io=20Af=200kHz δmax=0.42设计步骤: 选择PC40..TP4等材质选TP4. EE28C.Ae: 87.4mm2. B S: 3800G S 取Bmax=2000G1): T=1/fo=1/200K=5us2): Tonmax=T*Dmax=5*0.42=2.1us3): V2min=(Vo+VL+VF)*T/Tonmax=(5.5+0.2+0.5)*5/2.1=14.8V4): n=V2min/V1min=14.8/100=0.1485): N2=(V2min*Tonmax/Bs*Ae)*104 =(14.8*2.1/2000*87.4)* 104=1.83T︽2T6): N1 =N2/ n=2/0.148=13.5T ︽14TTonmax=(Vo+VL+VF)*T/ V2min=2.09 Dmax= Tonmax/T=2.09/5=0.418︽0.42优化设计举例1）绕线空间设计: 变压器绕线空间设计得好﹐使其耦合传递最佳﹐发挥功率更佳﹐干扰更小﹐例一﹐ETD44A V 音响主功率变压器1－2Φ0﹒35 X725T1－2 Φ0﹒21 X10X2 25T 7－9 Φ0﹒35 X9 5T 7－9 Φ0﹒35 X9 5T2－3 Φ0﹒21 X10X2 25T2－3 Φ0﹒35 X7 25T减小绕线高度﹐对理线较合理﹒例二﹐EI22 DVD 辅助变压器1－X Φ0﹒30 8T1－2 Φ0﹒25 16T 6--8-------------------- 6--8-------------------- 6--9--------------------6--9--------------------X －2 Φ0﹒30 8T1－2 Φ0﹒25 16T 增强耦合性能﹐采用并联绕线﹐合理安排接线工艺﹐减小漏感﹒例三﹐EER28 DVD 主功率变压器3--4 Φ 0.40 25T 17--15 Φ0.40X2 4T 4--2 Φ 0.40 25T 14--13----------------------2--1 Φ 0.40 25T3--4 Φ 0.40 25T 17--15 Φ0.40X5 4T 4--2 Φ 0.40 25T 14--13----------------------2--1 Φ 0.40 25T加大耦合﹐减小漏感﹐提高负载能力﹒17--15 Φ0.40X2 4T随着变压器的小形化﹐可以根据爬电距离来实现安全性能要求﹐设计产品的目的﹐主要满足用户要求﹐符合安全性能规定﹒1﹒干燥空气爬电耐压距离﹕经验距离为1mm /1000V ﹒2﹒TAPE （0﹒025／0﹒065）P －S 三层规定﹕ 1层>4000V 延伸变形后＞1500V ﹒ 3﹒S 线圈－S 线圈之间爬电耐压距离﹕＞1500V＞1.5mm ﹒4﹒边缘胶带MARGINTAPE 爬电耐压距离﹕ 边缘安胶W=3mm 可根据Vi 电压W1.5－2.mm ﹒ 5﹒采用TEX －E 线解决耐压距离﹕ 三重绝缘线 层>6000V 延伸变形后耐压下降﹒6﹒胶带绝缘层解决耐压距离﹕ 胶带村垫SOL 一层SPC 二层﹐反贴胶带等﹒ 7﹒规格耐压条件(3.0KV/60’ 2mA) 制程条件UL3.0KV ＊1.2倍/2’ 2mA ﹒ 8﹒层间耐压要求﹕3）开关变压器的参数分析1.关于集肤效应可选用多股线（满足b>a a=r2πb= r2π*x x= x股线）满足高频负载电流﹐降低变压器温升﹒2. 关于L k与Cp是一对矛盾﹐一般要求变压器平衡L k与Cp参数﹐L k不要追求愈小愈好﹐Cp 的增加会引起噪声的增加﹒开关变压器GAP&L K1﹒气隙GAP 设计大小与所需要的传递能量有关﹐GAP 大气隙长度增加也就是气隙体积增加﹐电感下降﹒GAP 小容易引起电感饱和﹒2﹒气隙GAP传递能量大小与使用的工作频率有关﹐高频时（＞60KHZ ）磁芯损耗加大﹒ 3﹒LEAKAGE 漏感﹕初级绕组P&S 次级主绕组相邻紧密﹐耦合面积大﹐（P ﹒S 夹绕）漏感量小﹒S 次级主绕组如果匝数少﹐疏绕或者增加匝数﹐也可减小漏感量﹒。