反激变换器设计笔记

第1章反激变换器设计笔记

开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。

图 1 基于NCP1015 的反激变换器

1.1 概述

基本的反激变换器原理图如图1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

1.2 设计步骤

图 2 反激变换器设计步骤

接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器。

1. Step1：初始化系统参数

------输入电压范围：V inmin_AC 及V inmax_AC ------电网频率：f line （国内为50Hz ）

------输出功率：（等于各路输出功率之和）

1122o out out out out P V I V I =⨯+⨯

+

（1）

------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）

根据预估效率，估算输入功率：

o

in P P η

=

（2）

对多路输出，定义K L （n ）为第n 路输出功率与输出总功率的比值： ()()o n L n o

P K P = （3）

单路输出时，K L （n ）=1.

（范例）Step1：初始化系统参数

------输入电压范围：90～265VAC ------电网频率：f line =50Hz ------输出：

（主路）V out1=5V ，I out1=1A ； （辅路）V out2=15V ，I out2=0.1A

则：1122 6.5o out out out out P V I V I W =⨯+⨯= ------预估变换器的效率：η=0.8 则：8.25o

in P P W η

=

=

K L1=0.769， K L2=0.231 2. Step2：确定输入电容Cbulk

C bulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC ），取2～3μF/W ；

对窄范围输入电压（176～265VAC ），取1μF/W 即可，电容充电占空比D ch 一般取0.2 即可。

图 3 Cbulk 电容充放电

一般在整流后的最小电压V inmin_DC 处设计反激变换器，可由C bulk 计算V inmin_DC ：

2min_min_(1)

(2)in ch in DC in AC bulk line

P D V V C f ⨯-=-

⨯ （4）

（范例）Step2：确定输入电容

------宽压输入，取2～3μF/W ：C bulk 取20μF 即可，实际设计中可采用15μF+4.7μF 的两个400V 高压电解电容并联。则：C bulk =19.7μF 。 ------计算整流后最小直流电压：

2min_min_(1)

(2)98in ch in DC in AC bulk line

P D V V V C f ⨯-=-

=⨯

3. Step3：确定最大占空比D max

反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM ）和电感电流断续模式（DCM ）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM 模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。

图 4 反激变换器

对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处（BCM 模式）、输入电压最低（V inmin_DC ）、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM 模式进行设计。

如图 4（b ）所示，MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS 的DS 两端。最大占空比D max 确定后，反射电压Vor （即nVo ）、次级整流二极管承受的最大电压V D 以及MOS 管承受的最大电压V dsmax ，可由下式得到：

max

min_max

1or in DC D V V D =

⨯- （5）

max_in DC

D o o or

V V V V V =

⨯+ （6）

max max_ds in DC or V V V =+ （7）

通过公式（5）（6）（7），可知，D max 取值越小，V or 越小，进而MOS 管的应力越小，

然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，尽可能增大D max ，来降低次级整流管的电压应力。D max 的取值，应当保证V dsmax 不超过MOS 管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占空比超过0.5 时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V （NCP1015）的MOS 管，设计中，D max 不超过0.45 为宜。 （范例）Step3：确定最大占空比D max

------NCP1015 需工作于DCM 模式，低压满载时，占空比最大，此时：max 0.45D = ------由公式（5）计算反射电压：

max

min_max

801or in DC D V V V D =

⨯=-

4. Step4：确定变压器初级电感L m

对于CCM 模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感L m 。由下式决定：

2min_max ()2in DC m in sw RF

V D L P f K ⨯=

⨯⨯⨯ （8）

其中，f sw 为反激变换器的工作频率，K RF 为电流纹波系数，其定义如下图所示：

图 5 流过MOS 管的电流波形及电流纹波系数

对于DCM 模式变换器，设计时K RF =1。对于CCM 模式变换器，K RF <1，此时，K RF 的