高速比较器的分析与设计
高精度三角波发生电路设计及仿真分析
高精度三角波发生电路设计及仿真分析1. 引言三角波发生电路广泛应用于信号发生器、频率比较器和功率变换等领域。
本文旨在设计一种高精度的三角波发生电路，并通过仿真分析验证其性能。
2. 设计原理三角波发生电路一般采用积分器和比较器的组合。
其中，积分器用于生成一个随时间线性增加或减小的电压波形，比较器则用于将积分结果与参考电压进行比较，从而产生三角波。
设计一个高精度的三角波发生电路需要考虑以下因素：2.1 选取合适的积分器电路常用的积分器电路有反馈电容式和电压控制电压源（VCCS）等。
反馈电容式积分器简单可靠，但存在漂移和温度敏感性较大的问题。
相比之下，VCCS积分器对漂移和温度的依赖性较小，但在设计和布线上较为复杂。
根据需求选择适合的积分器电路。
2.2 参考电压源的选择参考电压源用于比较器的输入，一般为一个稳定的直流电压。
可选用电阻分压电路、稳压二极管或精度较高的运放电路作为参考电压源。
选取合适的参考电压源可以有效提高发生波形的精度。
2.3 比较器设计比较器用于将积分器输出的波形与参考电压进行比较。
常用的比较器电路有固定阈值比较器、比较器芯片等。
为提高精度，可采用电路补偿技术，并根据需求选择高性能的比较器芯片。
3. 电路图设计基于上述设计原理，我们可以绘制如下的高精度三角波发生电路图：（电路图请自行设计，这里仅提供设计思路）4. 仿真分析使用电子仿真软件对所设计的高精度三角波发生电路进行仿真分析，可以验证其性能和精度。
4.1 建立仿真模型将所设计的电路图导入仿真软件，并设置合适的参数和工作条件。
注意考虑元件的非理想性，如电容的等效串并联电阻、比较器的漂移等。
4.2 验证性能指标根据设计要求，设置仿真测量点并记录三角波的频率、峰峰值、上升时间、下降时间、线性度等指标。
4.3 分析结果根据仿真结果分析电路的性能，如精度、稳定性、非线性失真等。
如有需要，可以对某些参数进行调整和优化，再次进行仿真分析，直至满足设计要求。
4位数值比较器设计教学资料
4位数值比较器设计电子技术课程设计报告题目： 4位数值比较器设计学生姓名：学生学号：年级：专业：班级：指导教师：机械与电气工程学院制2016年11月4位数值比较器设计机械与电气工程学院：自动化专业1.课程设计的任务与要求1.1 课程设计的任务采用Multisim 12.0软件实现4位数值比较器的设计与仿真。
1.2 课程设计的要求（1）设计一个4位数值比较器的电路，对两个4位二进制进行比较。
（2）采用74Ls85集成数值比较器。
（3）要有仿真效果及现象或数据分析。
2.四位数值比较器设计方案制定2.1 四位数值比较器工作的原理对两个4位二进制数A3A2A1A0与B3B2B1B0进行比较。
从A的最高位A3和B的最高位B3进行比较，如果他们不相等，则该位的比较结果可以作为两数的比较结果。
若最高位A3=B3，则再比较次高位A2=B2，余此类推。
如果两数相等，那么，必须将进行到最低位才能得到结果。
可以知道：FA>B=FA3>B3+FA3=B3FA2>B2+FA3=B3FA2=B2FA1>B1+FA3=B3FA2=B2FA1=B2FA0 >B0+FA3=B3FA2=B2FA1=B1FA0=B0IA>B （2-1）FA<B=FA3<B3+FA3=B3FA2<B2+FA3=B3FA2=B2FA1<B1+FA3=B3FA2=B2FA1=B2FA0<B0+FA3=B3FA2=B2FA1=B1FA0=B0IA<B （2-2）FA=B=FA3=B3FA2=B2FA1=B1FA0=B0IA=B （2-3）IA>B 、IA<B 和IA=B 称为扩展输入端，是来自地位的比较结果。
扩展输入端与其他数值比较器的输出连接，以便组成位数更多的书值比较器。
若仅对4位数进行比较时，IA>B 、IA<B 、IA=B 进行适当处理，IA>B=IA<B=0,IA=B=1。
4位无符号比较器组合逻辑真值表
《4位无符号比较器组合逻辑真值表》在数字电路中，比较器是一种常见的逻辑电路。
它通常用于比较两个数的大小，并输出相应的信号来指示它们的大小关系。
在本文中，我们将深入探讨4位无符号比较器的组合逻辑真值表，并对其进行全面评估。
1. 深入理解4位无符号比较器对于一个4位无符号比较器来说，它有两组输入：两个4位的无符号数。
在比较的过程中，它会判断这两个数的大小关系，并输出相应的信号来指示比较结果。
对于输出来说，一般来说有三种可能：A>B、A=B、A<B。
2. 4位无符号比较器组合逻辑真值表的详细分析接下来，让我们来看一下4位无符号比较器的组合逻辑真值表。
我们可以列出所有可能的输入组合，并确定对应的输出结果。
这里需要特别注意的是，我们要考虑到各种情况下的数值大小关系，包括小于、等于和大于三种情况。
通过分析真值表，我们可以清晰地了解在不同输入情况下的输出结果，从而更好地理解4位无符号比较器的工作原理。
3. 总结和回顾通过对4位无符号比较器组合逻辑真值表的深入分析，我们可以更好地理解该逻辑电路的工作原理。
在实际的电路设计和数字逻辑应用中，对于比较器的理解是非常重要的。
它不仅可以帮助我们设计出更高效、更可靠的电路，也有助于我们更好地理解数字电路的工作原理。
4. 个人观点和理解就个人而言，我认为通过深入理解4位无符号比较器组合逻辑真值表，我们可以更好地应用它到实际的电路设计中。
作为一种常见的逻辑电路，比较器在数字系统中扮演着非常重要的角色。
对于电子工程师和数字电路设计者来说，掌握比较器的原理和应用是至关重要的。
通过理解其组合逻辑真值表，我们可以更好地应用它到实际的电路设计中，并设计出更高效、更可靠的数字系统。
在本文中，我们对4位无符号比较器组合逻辑真值表进行了全面评估，并对其进行了深入的讨论。
通过详细的分析和总结，我们更好地理解了比较器的工作原理，并对其在实际应用中的重要性有了更深刻的认识。
希望本文能够帮助读者更好地理解和应用4位无符号比较器组合逻辑真值表，以及数字电路中的比较器原理和应用。
正弦信号发生器设计
正弦信号发生器作者：程锟、晏婷婷、覃雄伟摘 要：本设计以凌阳SPCE061A 单片机为核心，基于直接数字频率合成（DDS ）技术制作了一个频率值能任意调节的多功能信号源。
该信号源在1KHZ~10MHZ 范围能输出稳定可调的正弦波，并具有AM 、ASK 和PSK 等调制功能。
信号输出部分采用电流放大型宽带运放做电流放大，再用宽带电压运放做电压放大，很好地解决了带宽和带负载能力的要求。
系统采用液晶显示模组CPCL501显示和键盘控制功能，在Ω50负载电阻下输出的电压峰-峰值p p V -≥1V 可调。
一、方案论证与选择1.题目分析：本设计要求可以输出较宽频带且频率稳定度足够高的正弦信号，并且具有一定的负载能力，同时可输出指标满足要求的AM 、ASK 、PSK 信号。
综合题目指标要求及相关分析，得到该设计的功能框架图如图一所示。
本设计可分为以下几个部分：频率合成模块、AGC （自动增益控制）模块、幅度控制模块、功率放大模块、调制模块及人机交流模块。
图一 功能模块框图2.方案比较（1）正弦信号发生模块方案一：采用反馈型LC 振荡原理。
选择合适的电容、电感就能产生相应的正弦信号。
其中电容采用变容二极管，通过控制二极管的电压来改变电容， 最终控制输出信号频率。
此方案器件比较简单，但是难以达到高精度的程控调节，而且稳定度不高。
方案二：采用FPGA 器件。
将某一标准正弦信号经过高速采样后送到外部存储器中储存好，然后用一个计数器产生地址读出存储器中的数据后送到D/A 转换器件中输出，可以通过改变计数器的参数，改变地址信号，实现，也可以通过处理数据改变信号的幅度。
但是此方案的输出波形受时钟影响较大，且不易于控制步进和进行功能扩展。
方案三：采用直接频率合成集成芯片AD9851。
AD9851是AD 公司生产的DDS 芯片，带并行和串行加载方式，AD9851 内含可编程DDS 系统和高速比较器,能实现全数字编程控制的频率合成。
低速高精度Sigma-Delta调制器的研究与设计
低速高精度Sigma-Delta调制器的研究与设计摘要：在科技的不断发展中，数字信号处理在现代电子系统中扮演着重要的角色。
而Sigma-Delta调制器作为一种常用的调制技术，其低速高精度的特点使其在音频设备、传感器等领域得到广泛应用。
本文将对低速高精度Sigma-Delta调制器的研究与设计进行探讨。
关键字：Sigma-Delta调制器；低速；高精度前言Sigma-Delta调制器是一种常用的数字信号处理器件，通过高速采样和数字滤波的方式实现高精度的信号处理与转换。
在低速高精度应用中，Sigma-Delta调制器具有独特的优势，被广泛应用于医疗、通讯等领域。
通过设计低速高精度Sigma-Delta调制器，满足硅微机械陀螺接口模块设计要求。
1 Sigma-Delta调制器的原理Sigma-Delta调制器的技术支持包括两种，一种是过采样技术，另一种是噪声整形技术。
使用过采样技术，模数转换器的信噪比得到较好的改善。
噪声整形技术是通过处理滤波，将频谱上面的噪声分布进行改变，把带内量化噪声分离至带外高频段处，以促进系统信噪比、精度的提升[1]。
Sigma-Delta调制器的核心是一个比较器和一个积分器。
通过不断地对输入信号进行采样和积分，实现了对信号的高精度还原。
该调制器通过负反馈的方式，不断调整输出信号，使其尽可能接近输入信号。
Sigma-Delta调制器的输出信号是一个高频脉冲串，该脉冲串的平均值与输入信号的幅值成正比。
通过低通滤波器对输出信号进行滤波，可以得到与输入信号几乎完全一致的模拟信号。
Sigma-Delta调制器的主要优点是高精度和低成本。
它可以实现高达24位的模数转换精度，并且在集成电路中可以实现。
此外，该调制器对于非线性和噪声具有较高的容忍度，能够有效地提高系统性能。
2低速高精度Sigma-Delta调制器的设计2.1设计原理Sigma-Delta调制器的设计原理主要包括两个关键步骤：过采样和数字滤波。
利用LM393LM339比较器实现蓄电池单电压比较电路设计
利用LM393/LM339比较器实现蓄电池单电压比较电路设计【任务引领】对于一个标称电压为12V 的铅酸蓄电池，在常温下，当蓄电池充电电压达到14.5V 时，认为充满；当蓄电池放电，电压降低到10.8V 时，放电截止。
将蓄电池电压小于12V 时的状态认为是缺电状态，大于12V 认为不缺电状态，当蓄电池处于缺电状态时应及时给于充电，否则将会影响蓄电池的使用寿命。
本项目利用比较器实现蓄电池缺电状态的的识别与判断，电路如下图5.15所示，当蓄电池电压小于12V 时，报警指示点亮。
VCC D15 VD35 V图5.15 蓄电池缺电报警电路【知识目标】1．掌握比较器电路的组成及特点；2．掌握单限电压比较器、双限电压比较器的分析方法；【能力目标】1．能分析设计单限、双限比较电路；2．能利用比较器进行蓄电池缺电状态识别与报警。
【任务准备】1．集成运算放大器；2．集成运算放大电路分析方法；1.单限电压比较器电压比较器简称比较器。
它是一种把输入电压（被测信号）与另一电压信号（参考电压）进行比较的电路。
比较器输入的是连续的模拟信号，输出的是以高、低电平为特征的数字信号，即“1”或“0”。
因此，比较器可以作为模拟电路与数字电路的接口。
1.单限电压比较器电路构成开环工作的运算放大器是最基本的单限电压比较器。
根据输入方式不同，分为反相输入和同相输入两种。
反相输入单限电压比较器电路如图7.15（a）所示，输入信号u i从反相端加入，同相端加参考电压U R，输出电压为u o。
图5.16 单限电压比较器2.工作原理在电路中，输入信号u i 与参考电压U R 进行比较，根据集成运放非线性区工作的特点，运放的开环放大倍数很大，只要有一微小的输入电压（u i –U R ），输出电压u o 便可达到正向饱和值+U om 或负向饱和值–U om ，即当i R u U >时，o om u U =-； 当i R u U <时，o om u U =+； 当i R u U =时，o u 发生跳变。
清华大学李福乐老师_集成电路设计_SAR ADC
集成电路设计方法三、电路设计-SAR ADC李福乐清华大学微电子所提纲•引言•DAC设计–DAC类型–CDAC分段结构–CDAC电容失配与校准•比较器设计–比较器类型–比较器失调与噪声•SAR逻辑设计–同步逻辑–异步逻辑•实验SAR ADC Principle •以D/A来实现A/D, 逐次逼近•需要N次D/A和比较实现1次N位A/D转换•精度主要由DAC决定•无运放，低电压、低功耗•深亚微米CMOS工艺下很有发展潜艺下很有发展潜力的结构•超低功耗，高速转换是研究热点–异步时序控制可实现性能8~16 bitTime‐interleavedxk~ x00M S/s9‐b, 50MS/s, 65fJ/conv.9‐b, 40MS/s, 54fJ/conv.10‐ 10MS/s, 11fJ/conv.0b,0MS/s,fJ/conv.No Time‐interleaved!SAR的功耗优势实际上在中低分辨率上异步SAR结构主要N i t 的速度已逼近Pipeline结构Nyquist结构ADC的比较Ref: Shuo‐Wei Michael Chen. JSSC 2006.12提纲•引言•DAC设计–DAC类型–CDAC分段结构–CDAC电容失配与校准•比较器设计–比较器类型–比较器失调与噪声•SAR逻辑设计–同步逻辑–异步逻辑•实验DAC topologies二进制电流型电压型电压改进型电流型R2R阻容混合型电荷型匹配好；低功耗单转差方案1单转差方案¾电荷型DAC特点：¾集成T/H 电路¾与输入相连的开关较多¾输入电容较大¾采用分段结构可减少电容数目¾电容大小是精度与面积功耗的权衡，可通过mento ‐carlo 仿真确定¾对高精度转换，输入开关键点底板采样关Ron 线性须保证bootstrap ！¾高位电容可采用单元温度码控制，以减小输入端毛刺，避免电荷泄漏；以及确保单调性¾高位电容可采用DEM 技术进一步提高精度¾版图关键点：t t¾DAC output整体电路Ref: 叶亚飞实践课汇报PPT一个8bit SAR ADC整体结构与信号关系顶板采样10提纲•引言•DAC设计–DAC类型–CDAC分段结构–CDAC电容失配与校准•比较器设计–比较器类型–比较器失调与噪声•SAR逻辑设计–同步逻辑–异步逻辑•实验典型的两段分段电容结构X dV u a C 2)11u C kC 幅度VR的阶跃，其对DAC输出Vo的改变量分别为其中：Lt C X +保持正确权重，确保ADC线性=LL u k k C ⋅−=2别为：确保ADC线性，必须有：(a C C k +L Lt k C 2由以上公式可见，要令输入kC结论：1ADC的增益误差只取决于总采样电容与接到参考的总电容之比，MSB段接地的Cd1或寄生不会改变增益误差；2MSB段增加Cd1=kCu Cd1Cd1kC段不参与输入采样，降低ADC输入电容，且不会导致增益误差C 这里：①和②点的权重误差：dV dV =(Lt C C +根据前面的线性化设计结果有：在实际设计中，通常有：LtC <<<<在实际设计中常有为电容上极板寄生电容值与电容本身值之比寄生电容设计考虑•LSB段的寄生Cp2带来权重误差，导致非线性S C2带来权重误差导致非线性–权重误差比例固定为β，因此降低LSB端位数L，可降低非线性–LSB段所用电容、Ca，采用上极板共接•的上下极板间寄生Cp3直接影响权重，导致非线Ca直接影响权重导致非线性–版图布线要特别注意最小化Cp3•MSB段的寄生Cp1不会带来非线性问题和ADC增益误差，但作为DAC时，会带来约Cp1/CMt的增益误差但作为时会带来约p/的增–MSB段所有电容，采用上极板共接，此为底板采样需要better?Which is•从噪声和匹配考虑，MSB段的电容不能太小从声和考虑可取–k>1•从优化电容面积考虑，可采用多段结构–对于中低分辨率ADC，优化面积和输入电容C优化面积和输入电容–对于失配，可采用校准技术提纲•引言•DAC设计–DAC类型–CDAC分段结构–CDAC电容失配与校准•比较器设计–比较器类型–比较器失调与噪声•SAR逻辑设计–同步逻辑–异步逻辑•实验由此可计算出元件匹配要求然后根()Nuu E E 221ασ≤由此可计算出元件匹配要求，然后根据工艺参数可确定元件尺度10%50%977%97.7%Ref: Anne Van Den Bosch, …, “An Accurate Statistical Yield Model for CMOS Current ‐Steering D/A Converters”, 2001电容取值：蒙特卡洛仿真法除了计算之外还可对除了计算之外，还可对SAR 结构建模，采用蒙特卡洛仿真法来设计电容尺度根据工艺厂商系统级模型提供的数据设定容值和失配Mento ‐Carlo 分析调整10u*10u: 0.11%若由噪声决定：满足要求？容值N10u*10u 的分析结果满足12bit 要求分段结构设计对于分段结构：1分段结构与CDAC 非线性）从匹配角度，分段结构不能降低电容值2）从噪声角度，分段结构也不能降低电容值3）分段结构可提高最小单元电容值，使其免受工单元电容值，使其免受艺最小尺度的限制4）若指标不受失配限制，分段结构可降低总电容值和ADC 输入电容（中低分辨率or 采用校准）Ref: Stefan Haenzsche, etc. “Modelling of Capacitor Mismatch and Non ‐Linearity Effects in …”, MIXDES 2010分段结构电容设计：可按照不分段的方法先设计Csample 值，而后截取高M 位为段选择合适的设计MSB 段，选择合适的Cu, k ，设计Ca 和LSB 段电容电容失配校准PrinciplelOffsetMeas.MeaslinearityMeasMeas.Ref: Y. Kuramochi, et, al. A 0.05‐mm2 110‐uW10‐b Self‐Calibrating Successive ApproximationADC Core in018um CMOS ASSC20070.18‐ CMOS,分段结构结合校准技术带来电容缩小Main DAC+CAL_DAC校准模式与转换模式Calibration Mode Conversion Model b d dRef: Y. Kuramochi, ASSC 2007非线性效应实际电容表达式：()()()⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡−+−+=22101nom nom V V V V C V C αα电容电压系数致使电容值与输入电压有关，导致ADC 全局渐变的非线性，影响INL ；通常对12bit 以上分辨率的需要考虑电容电压系ADC ，需要考虑电容电压系数的影响差分结构不受1影响会好a1影响，会好一些MOM 电容？提纲•引言•DAC设计–DAC类型–CDAC分段结构–CDAC电容失配与校准•比较器设计–比较器类型–比较器失调与噪声•SAR逻辑设计–同步逻辑–异步逻辑•实验Requirements On Comparator?amp amp amp amp 1234•High Speed–Offset 不影响总体线性度，但考虑到Latch 尺寸小，但导致offset 分布扩大–前置放大器的带宽；Latch 的速度•Low offset–影体线性度但考虑到转换精度，以及latch 迟滞效应、噪声和分辨力，其前置放大器增益需足够放大器级数要根据延时、增益、功耗来权衡选择Ref: JOEYDOERNBERG 前置放大器的增益–Offset Cancellation•Low Noise–主要是第一级放大器DOERNBERG, JSSC 1989主要是第级放大器amp1(1/f, thermal noise)•Low kickback noise–Latch 设计要合理(for example: Cascode, cap at input)–(especially at latch on ‐to ‐off)时序设计控制(p y )•Low Power–比较器是构成SAR ADC 功耗的主要单元Trade ‐offM1M2M1采用交叉耦合构成负阻，用于提高增益：Av=gmi/(gm2‐gm1)W2>W1W2W1：放大器W2<W1：带迟滞效应的比较器缺点：有静态功耗！问题：如何优化Latch的速度？？？低功耗动态比较器预放大器增益~ 2，电流1mA PMOS 负载工作在线性区输出共模逼近VDD ，这样latch 比较时会更快速度快：<100ps for 65nm LL processp Ref: Chun C. Lee, A SAR ‐Assisted Two ‐Stage Pipeline ADC. JSSC 2011.4Latch 无静态功耗动态pre ‐amp + ，无静态功耗~100ps for 90nmRef: 17.7 ISSCC2007Ref: 12.4 ISSCC2008提纲•引言•DAC设计–DAC类型–CDAC分段结构–CDAC电容失配与校准•比较器设计–比较器类型–比较器失调与噪声•SAR逻辑设计–同步逻辑–异步逻辑•实验cancellationComparator offset calibration在preamp输出加入电流可以矫正offset，但同时引入寄生，会降低速度；yield冗余设计也是提高y的办法Ref: S. Park, et, al. A 4GS/s 4b flash ADCin 0.18um CMOS. ISSCC 2006通过衬偏效应来调整输入管VT，以此来校准offsetRef:Alpman, Erkan. A 7‐BIT 2.5GS/sec TIME‐INTERLEAVEDC‐2C SAR ADC FOR 60GHz MULTI‐BAND OFDM‐BASEDRECEIVERS. PHD ThesisComparator offset calibration在动态比较器中，通过调整输入差分对或差分对负载来校准offsetRef: Masaya Miyahara, etc. A Low ‐Noise Self ‐Calibrating Dynamic Comparator for high ‐speed ADCs或通过调整输出点的差a)调整输入分负载电容来校准offset可编程电容阵列差分对b))调整差分负载Ref: 13.5 ISSCC2007Ref: Chi ‐Hang Chan, etc. ASSCC 2011 9‐4Comparator noisepre ‐amp + Latch:静态p p 输入等效噪声可按照传统的放大器噪声分析方法来进行，即先各管产生的声在输先对各导通管产生的噪声在输出节点功率求和，然后再除以增益平方来求得输入等效噪声222222w +⎞⎛总输出噪声电流密度：()141312131211di di w di di di o +⎟⎟⎠⎜⎜⎝⋅+=di r di v 222211⋅=⋅⋅⋅=π总输出噪声电压：o o o no C g C r 422πtCLKΔV动态pre ‐amp ：增益和输出噪声与积分m tg 1=的增益：C A 时刻tTime ‐Domain noise analysis model基本RC 并联电路的时域噪声分析假设：①R 为无噪声电阻②in 为高斯分布噪声电路，其等效噪声电阻为Rn T 0时均值的高斯变量方差为③T=0时，vc 为0均值的高斯变量，方差为σ0那么，在时刻t 时，vc 仍为0均值高斯变量，且其方差为：dfR kT di nn42=()RCt RC t n t e e CR kTR 220221−−+−=σσt<<RC 的情况下，上式可简化为：f l l f 在情况式简化为Ref: Pierluigi Nuzzo, Noise Analysis ofLowz降低输入过驱动Vov1 z降低输入共模z延长有效积分时间tdLow noise dynamic comparator增加了：增加了：Co1, td, gm2gm1, td,A2第二级通过M6,M7向ti+, ti ‐放电，M1M2两级动态结构：在第一级增益不够高的情况下，增加第二级增益也能有效地降低噪声噪声Vni(σ)的对比（比对的两者具有相同的size ）21mV 066mV 延长了M1,M2饱和区工作时间td ；第一级差分电流通过M6,M7，带来第二级的电压增益A2增加第二级增益，也能有效地降低噪声2.1mV 0.66mV0.41mV0.2mV @ΔSTR=60psRef: Chi ‐Hang Chan, etc. ASSCC 2011 9‐4。
ICE2PCS01工作原理分析与设计
ICE2PCS01工作原理分析与设计黄晓康@:kan850929@1.传统的CCM PFC结构电路上图为传统的CCM PFC结构电路，在传统的PFC电路存在两个控制环。
一个是电压环，它被用来调整输出电压；另外一个是电流环，它被用来控制输入电流。
输出电压电压与基准电压比较经误差放大器的输出Verr，Verr决定了输入电流Iin的幅值大小。
Verr乘以正弦波参考信号|Vin|得到正弦输入电流参考信号Iset。
再与检测到的电感平均电流比较产生PWM控制信号。
在传统的CCM PFC中，|Vin|是必不可少的，它用于产生电流控制环中的正弦波输入电压。
更详细结构如下：2.为了简化控制，省掉乘法器。
如图英飞凌推出了新的控制方式芯片；ICE2PCS01其经典电路如下；3.ICE2PCS01控制原理下图为ICE2PCS01的内部结构图如上图，该芯片的基本原理如下所述。
假设电压环正处于工作状态，输出电压保持恒定，则一个CCM升压型PFC控制系统的MOSFET关断占空比Doff可以由下面的公式得到：Doff=Vin/Vout从上面的公式可知，Doff正比于Vin,它反映了输入电压波形。
利用这个，ICE2PCS01的电压环模块产生一个斜率随Doff变化的锯齿波与电流环的低频平均电流ave(IIN)比较，来调整PWM。
（电流环的目的在于调整电感电流的平均值，使得它正比于关断占空比DOFF，从而正比于输入电压VIN。
）这个关系式可以通过前边沿调制方式实现，如下图右图中虚线是P1的波形。
实线是P2的波形。
2.增强动态响应图53.软启动图6该IC具有高效的软启动功能，如图7所示，该功能可以控制启动电流，使其输入电流幅度连续而渐进地上升到较高的值，直至输出电压达到额定电压的80%，然后进入正常的控制模式。
这一启动过程中的电流波形如图8所示。
相对于一般的的软启动系统，该系统仅控占空比，输入电流保持正弦，不激活峰值电流限幅。
因此升压二极管不会受到因高占空比而形成的大电流的冲击。
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摘要比较器是模数(A/D)转换器的重要组成部分，也是电子系统中应用较为广泛的电路之一。
比较器的性能，尤其是速度、功耗、噪声、失调，对整个模数转换器的速度、精度和功耗都有着至关重要的影响。
比较器的设计以开环高增益放大器的设计为基础。
这类比较器属于非线性的模拟电路，其输入和输出之间不存在线性关系。
比较器的系统级应用包括便携式和电池驱动的系统、扫描仪、机顶盒和高速差分线接收器。
基于预放大再生锁存理论，本文设计的比较器采用了预放大级结构和动态latch锁存器结构，在传统高速比较器电路结构的基础上应用开关运算放大器技术，提高了分辨率，降低了传输延时。
该比较器包括全差分结构的前置放大电路，反相器首尾连接成的双稳态结构为核心的动态再生锁存电路和由两个交叉NMOS晶体管和简单的PMOS共源放大输入组成的输出锁存电路。
当时钟信号为低电平时，输入信号和参考信号之差被前置放大电路放大，前置放大电路在获得大的带宽的同时达到较高的增益，有效的提高了比较器的速度，降低了比较器的输入失调电压，比较器输出相对应的逻辑电平，当时钟信号为高电平时，比较器输出被锁存到高电平。
关键词：高速比较器；CMOS；失调电压AbstractComparator is one of the most important units in ADCs and widely used in electronic systems.The performances of comparators,such as speed, power consumption,noise, and offset,strongly influence the speed,precision and power consumption of ADCs. V oltage detectors,voltage level transformer,voltage-frequency transformer,sampling/track and hold circuit, zero detectors, peak and delay line detectors all utilize comparators.Based on preamplifier-latch theory,this design of the comparator useing pre-amplifier stage with the structure and dynamic latch structure,on the basis of the traditional structure of high-speed comparator circuit switch,application switching operational amplifier technology, improve the resolution and reduce the transmission delay.the comparator includes a preamplifier circuit of fully differential structure,a regenerative latch whose key components are inverters connected end to end,and a simple output stage which is made up of two cross-coupled NMOS transistor and the PMOS common source amplifier.When clock is low, the difference between input signal and reference signal amplified by preamplifier circuit,Preamplifier circuit get a big bandwidth to achieve high gain in the same time,improve the speed of the comparator effectively,Reduces the input offset voltage of the comparator,comparator output corresponding to logic level.When the clock signal is high,the comparator output is latched to high.Key words：high-speed comparator; CMOS; Offset voltag目录摘要 (I)Abstract (II)1. 绪论 (1)1.1 课题背景、目的及意义 (1)1.2 国内外发展现状分析 (1)1.3 本文的工作内容和结构安排 (2)2. 比较器电路结构与工作原理 (4)2.1 比较器电路的分类与基本应用 (4)2.1.1比较器的分类 (4)2.1.2比较器的基本应用 (9)2.2 比较器的结构与工作原理 (11)2.2.1差分放大器的工作原理 (12)2.2.2锁存电路 (13)2.2.3输出放大级 (15)2.3 比较器电路的系统参数 (16)本章小结 (20)3. MOS工艺高速比较器电路的设计 (21)3.1 比较器结构的选择 (21)3.2 比较器失调的消除 (22)3.3 MOS比较器的设计 (24)3.3.1前置放大器的设计 (24)3.3.2判断电路的设计 (25)3.3.3总体设计 (25)3.4 电路的仿真 (27)本章小结 (29)结论 (30)致谢 (31)参考文献 (32)1. 绪论1.1 课题背景、目的及意义随着集成电路技术的不断发展和特征尺寸的持续缩小，数字集成电路已经基本能够同时达到高速和低功耗，利用数字系统处理模拟信号的情况变得更加普遍。
数字电子计算机所处理和传送的都是不连续的数字信号，而实际中遇到的大都是连续变化的模拟量。
模拟量经传感器转换成为电信号的模拟量后，需经过模/数(A/D)转换变成数字信号才可以输入到数字系统中进行处理和控制。
因此，A/D转换器作为把模拟电量转换成数字量输出的接口电路，是现实世界中模拟信号通向数字信号的桥梁，是电子技术发展的关键和瓶颈所在。
当前A/D转换器的主流正朝着高速、高分辨率以及低功耗的方向发展。
特别是针对宽带测试的测量仪器和仪表、自动测试设备、雷达、磁盘通道读取、光接收机、航空电子设备、宽带通信系统和点到点无线通信系统及本地多点分配业务，中高分辨率的超高速A/D转换器的研发已经越来越紧迫了。
比较器是所有A/D转换器的关键模块，其速度、功耗和噪声等关键性能对整个模数转换器的速度、精度和功耗都有着至关重要的影响。
在高速A/D转换器中，高速比较器的设计是整个设计的难点。
现有的CMOS高速比较器的结构主要有：开环比较器、开关电容比较器、再生锁存比较器和预放大再生锁存比较器。
一般的高速比较器都是采用锁存比较器结构以满足速度的要求。
然而，通常的CMOS锁存比较器存在很大的失调电压，严重的影响了比较器的精度，限制了CMOS锁存比较器在高速高精度A/D转换器中的应用。
因此，当前的高速比较器通常都采用预放大再生锁存比较器。
本论文就是设计一种高速比较器电路。
1.2 国内外发展现状分析比较器是所有模数转换器的关键模块。
其性能，尤其是速度、功耗，对整个模数转换器的速度和功耗都有着至关重要的影响。
但是传统的比较器很难同时满足模数转换器对速度和功耗的要求，因此需要对传统的电路结构进行更新和改进，以满足应用要求。
传统的预放大锁存比较器有较小的延迟时间和低失调、低回踢噪声，但是这些高指标是以高损耗和大的芯片面积为代价的；动态比较器虽然具有速度快、功耗低的优点，但是失调电压和回踢噪声都很大，限制了其在高精度模数转换器中的应用；静态比较器具有较小的回踢噪声，然而其功耗大，比较速度慢，不适于高速模数转换器。
关于比较器的研究，综合国际和国内模数转换器发展的情况来看，其趋势是高速和低功耗，。
比较器结构一般为全差分、可再生式、多级放大的级联形式。
比较器前面放置一个缓冲放大器，用来降低回踢噪声。
用采样电容可抵消失调误差，但采样电容应尽量小，以提高电路带宽，而且采样电容的下极板应连到管子栅极，上极板连到驱动源。
在高速应用时，用瞬时短路法使比较器得到迅速恢复。
2006年9月，ADI ( Analog Device Incorporation)推出ADCMP 60x系列满电源摆幅的比较器，适合于高速，低功耗，R-R摆幅和高精密度应用。
该系列比较器可提供多种可编程延迟，从1ns到35ns(随机抖动小到2.5psRMS有效值)。
ADCMP60x比较器可提供在2.5V-5.5V电源范围内完全达到规定的R-R性能。
这在低电压应用中非常有利，特别是在前一代快速R-R比较器在低于2.7V的工作电压时会出现死区的情况下。
2006年12月，奥地利微电子公司(Austria micro systems)推出比较器产品系列AS1970-75。
该系列有单路、双路、4路输入可供选择，加上单个比较器输入的功耗低至8.5的特性，使这些IC成为了许多电池供电应用的理想解决方案。
AS1970-75系列采用+2.5V至+5.5V的单电源供电，非常适用于3V和5V的应用。
该系列也支持士1.25V 至士2.75V双电源供电。
这些IC能通过两节AA电池驱动，并提供R-R特性，且输入偏置电流仅为1pA。
此外，0.5mV的低输入偏置电压和3mV的迟滞加上低功耗特性，使AS 1970-75系列成为便携式设备内电池监测和电池管理应用的理想选择。
2007年5月，高性能模拟信号路径产品供应商美国国家半导体公司(National Semiconductor Corporation)宣布推出一款业界最低功率(典型值为21mA)而传播延迟时间不超过1微秒(700ps)的双通道比较器。
LMH7322芯片的传播延迟时间只有700ps，而且过驱动若超过100mV，也只会出现5ps的散射。
此外，这款芯片还设有独立的输入及输出供电引脚，因此可以支持需要进行电平转换的应用。
由于这款比较器的典型功耗低至只有21mA，因此最适用于必须节约用电的系统。
若以5V供电操作，LMH7220芯片的传播延迟时间只有2.9ns(典型值)，而上升及下降时间同样是0.6ns，所需的供电电流则不超过6.8mA。
两款芯片都保证可在摄氏-40度至125度的温度范围内充分发挥其性能。