通用二阶曲率补偿带隙基准电压源
低温漂低功耗的带隙基准源技术设计解析
低温漂低功耗的带隙基准源技术设计摘要：设计一种低温漂低功耗的带隙基准结构，在传统带隙基准核心电路结构上增加一对PNP管，两个双极型晶体管叠加的结构减小了运放的失调电压对输出电压的影响，降低了基准电压的温度失调系数。
电路设计与仿真基于CSMC 0.5 μm CMOS工艺，经流片，测得室温下带隙基准输出电压为1.326 65 V，在-40～+85 ℃范围内的温度系数为2.563 ppm/℃；?在3.3 V电源电压下，整个电路的功耗仅为2.81 μW;在2～4 V之间的电源调整率为206.95 ppm。
关键词：带隙基准；低温漂；低功耗；CMOS便携式电子产品在市场上占有越来越大的份额，对低电压、低功耗的基准电压源的需求量大大增加，也导致带隙基准的设计要求有了较大的提高。
带隙基准广泛应用于数／模转换、模／数转换、存储器以及开关电源等数模混合电路中。
基准源的稳定性对整个系统的内部电源的产生，输出电压的调整等都具有直接且至关重要的影响。
基准电压必须能够克服制造工艺的偏差，系统内部电源电压在工作范围内的变化以及外界温度的影响。
由文献可知传统的一阶补偿通常可以得到10 ppm／℃左右的温度系数，而新发展的比较成熟的补偿技术，包括二阶温度补偿，分段线性补偿，指数温度补偿等其他的补偿方法，文献中所提及的电路的结构均比较复杂，或受到比较多的工艺的限制，或运用BiCMOS工艺，其制造成本比较高。
在此设计一种以共源共栅电流镜为负载的低温漂高电源抑制比CM OS带隙基准电压源，利用新型核心电路和NMOS为输入管的套筒式共源共栅运算放大器使得带隙基准的输出温度系数远小于传统带隙基准的温度系数。
1 曲率补偿的带隙基准1．1 VBE的温度特性由文献可知，双极型晶体管的VBE的温度曲线不是简单地随温度做线性变化的，其温度特性为：其中：VBG0为由零度推导出的PN结外接电压；T0为参考温度，T为绝对温度；VB E0是双极晶体管在温度为T0时的发射结电压；η为与温度无关，但与工艺有关的一个参数；α的值与集电极电流Ic的温度特性有关(I0与温度成正比即PTAT电流时α=1；当I0是与温度无关的电流时，α=0)。
宽温度范围高精度基准电压源设计
收稿日期:2021-01-15基金项目:陕西省自然科学基础研究计划项目(2020JM -583)通信作者:唐威,教授,博士,研究方向为集成电路设计㊂E-mail :tangwei @xupt .edu .cn电子元件与材料Electronic Components and Materials第40卷Vol .40第4期No .44月Apr2021年2021宽温度范围高精度基准电压源设计师洋洋,唐㊀威,刘㊀伟(西安邮电大学电子工程学院,陕西西安㊀710121)摘㊀要:针对传统Brokaw 型带隙基准电压源温度系数较高的问题,采用高阶曲率补偿方法,利用PN 结反向饱和电流随温度敏感变化的原理,通过将与基准电压温度系数呈相反趋势的补偿电流注入到基准核心部分,对基准输出电压进行温度补偿,实现了宽温度范围内基准电压源的高精度输出㊂电路基于0.18μm BCD 工艺设计㊂仿真结果表明,在3.3V 电源电压下,基准输出电压为1.978V ,在-40~+150ħ温度范围内,基准电压的温度系数为5.82ˑ10-6/ħ,低频时电源抑制比(PSRR )为79.4dB ㊂关键词:带隙基准;高精度;宽温度范围;曲率补偿中图分类号:TN 432文献标识码:ADOI :10.14106/j .cnki .1001-2028.2021.1736引用格式:师洋洋,唐威,刘伟.宽温度范围高精度基准电压源设计[J ].电子元件与材料,2021,40(4):387-392.Reference format :SHI Yangyang ,TANG Wei ,LIU Wei.Design of a wide -temperature -range and high -precision voltage reference [J ].Electronic Components and Materials ,2021,40(4):387-392.Design of a wide -temperature -range and high -precision voltage referenceSHI Yangyang ,TANG Wei ,LIU Wei(School of Electronic Engineering,Xi an University of Post and Telecommunications,Xi an㊀710121,China)Abstract :A high -order curvature compensation method was used to solve the problem of high temperature coefficient of the traditional Brokaw bandgap reference.Since the reverse saturation current of PN junction changes sensitively with temperature and its trend with temperature is opposite to the reference voltage ,it was inputed into the core part of the reference as the compensation current ,and the temperature compensation of the output voltage was realized.As a result ,a high precision output of the reference was obtained over a wide temperature range.The circuit was designed based on 0.18μm BCD process.The simulation results show that the output voltage is 1.978V under 3.3V supply voltage.The temperature coefficient of thereference voltage is 5.82ˑ10-6/ħin the temperature range of -40～+150ħ.The PSRR is 79.4dB at low frequency.Key words :bandgap reference ;high precision ;wide -temperature rage ;curvature compensated㊀㊀带隙基准电压源因具有较低温度系数和较高电源抑制比的特点,被广泛用于DC -DC ㊁模数转换器(ADC )以及低压差线性稳压器(LDO )等数模混合集成电路中[1-2]㊂传统的带隙基准电压源是通过将双极型晶体管具有负温度系数的基极-发射极电压(V BE )与正温度系数(PTAT )的电压(ΔV BE )以适当的权重相加,从而得到零温度系数的输出电压值㊂然而,传统的带隙基准电压源仅对温度特性曲线进行一阶补偿,难以满足现代高精度系统的要求㊂为了得到低温漂的基准电压源,需要进行高阶补偿[3-5]㊂对此,许多文献提出了不同的补偿方法来降低温度系数㊂文献[6]采用分段补偿技术,通过在电路中加入两个不同的曲率补偿电路,在低温段和高温段分别实现对基准电压的曲率补偿,但这种电路较复杂,且电源抑制比(PSRR )较低;文献[7]利用MOS 管工作在亚阈值区时漏电流和栅源电压的非线性特性,通过引入与基电子元件与材料准电压温度系数成相反趋势的高阶补偿电流对基准电压进行曲率补偿;虽然文献[7]在宽温度范围内降低了温度系数,但是由于使用了较多的三极管,导致占用的面积较大㊂本文设计的带隙基准电压源基于Brokaw 基本结构,利用PN 结的反向饱和电流随温度敏感变化的原理,在高温段进行了曲率补偿,使其在-40~+150ħ的宽温度范围内表现出5.82ˑ10-6/ħ的低温漂特性㊂1㊀传统Brokaw 型带隙基准电压源图1是传统的Brokaw 型带隙基准结构㊂图中,运算放大器的输出端与Q 1㊁Q 2的基极相连,为Q 1㊁Q 2提供基极电流㊂由于运算放大器的电压钳位作用使得电阻R 3和R 4上的电压降相等,若R 3=R 4,则流过R 3和R 4两条支路的电流相等,此时三极管Q 1和Q 2的基极-发射极电压差为:ΔV BE =V BE1-V BE2=V T ln I S2I S1æèçöø÷=V T ln N (1)于是流过电阻R 1的电流为:I =ΔV BE R 1=V T ln N R 1(2)则流过电阻R 2的电流为2I ㊂该电流作用在R 2上,可以产生一个具有正温度系数的电压,将该电压与Q 2的基极-发射极电压V BE 相加,便可得到输出电压V REF的表达式为:V REF =V ΒΕ2+2R 2R 1V Τln N(3)通过改变R 1㊁R 2的大小,可以获得一个与温度无关的基准电压㊂由文献[8]可知,三极管的基极-发射极电压V BE随温度变化并不是线性的,它可以表示为[9]:V BE (T )=V G0-T T 0(V G0-V BE0)-(η-α)V T ln(T T 0)(4)式中:T 为热力学温度;T 0是参考温度;V G 0是在温度为T 0时的发射结电压;η是与工艺有关但与温度无关的常数;α的值与集电极电流I C 的温度特性有关(当I C 与温度成正比时,α=0;当I C 与温度无关时,α=1)㊂图1㊀传统Brokaw 型带隙基准电压源Fig .1㊀Conventional Brokaw -type bandgap voltage reference式(4)中的V T ln (T /T 0)体现出非线性项,式(3)只能实现一阶温度补偿,获得近似零温度系数的基准电压㊂因此,要得到高精度的基准输出电压,必须对V BE 的非线性分量进行高阶补偿㊂2㊀宽温度范围高精度基准电压源设计本文设计的宽温度范围高精度基准电压源整体电路如图2所示,包含启动电路㊁偏置电路㊁带隙基准核心电路和曲率补偿电路㊂2.1㊀带隙基准核心电路图2中的Q 3㊁Q 4和R 5~R 9以及运算放大器(M 16~M 23)组成一阶带隙基准电压源㊂其中,Q 3和Q 4发射极结面积之比为1ʒ8,R 5=R 6㊂利用运放的 虚短 特性,钳位A 点和B 点电压,使得V A =V B ㊂假设Q 3和Q 4的集电极电流为I 1,则:I 1=ΔV BE R 8=V T ln8R 8(5)由KCL 有流过R 9和R trim 的电流为2I 1,所以有:V C =V E4-V R8=2I 1(R 9+R trim )=V E3(6)因此Q 3基极电压为:V B3=V C +V BE3=2I 1(R 9+R trim )+V BE3(7)于是带隙基准电压可表示为:㊃883㊃师洋洋,等:宽温度范围高精度基准电压源设计V REF =2(R 9+R trim )R 8V T ln8+V BE3(8)然后通过电阻升压网络可得到基准输出电压V OUT :V OUT =V REF R 3+R 4R 4æèçöø÷=2(R 9+R trim )R 8V T ln8+V BE3éëêêùûúúR 3+R 4R 4(9)为了产生零温度系数的带隙基准电压,对V OUT 关于温度T 求偏导,即: V OUT T= V T T2(R 9+R trim )(R 3+R 4)ln8R 8R 4+V BE3 TR 3+R 4R 4(10)由式(10)可看出,通过调节电阻R 3㊁R 4㊁R 8和R 9的比值即可得到理想的零温度系数的基准输出电压V OUT ,然后通过分压网络可得到多个零温度系数电压值,分别为电路中需要的模块提供参考㊂其中,R trim 的作用是为了解决实际生产中的偏差失配问题加入的修调电阻,减少误差㊂式(9)是在理想条件下得到的基准输出电压值㊂图2中,由于三极管Q 3㊁Q 4存在来自于R 3的基极电流,这就导致R 3和R 4上的电流不一致,使V OUT 在V REF 的基础上产生一定的温差,并且精度㊁电源抑制比等参数也会受到影响[10]㊂因此,式(9)的表述并不准确,本文通过在Q 3㊁Q 4的基极加入电阻R 7来消除基极电流带来的误差[11]㊂首先假设三极管Q 3和Q 4的基极电流为I b ,则加入电阻R 7后带隙基准电压可表示为:VᶄREF =2(ΔV BE -I b R 7)R 8(R 9+R trim )+V BE3㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀=2(R 9+R trim )R 8ΔV BE +V BE3-2I b R 7R 8(R 9+R trim )=V REF -2I b R 7R 8(R 9+R trim )㊀㊀㊀㊀㊀㊀(11)式(11)第二项多项式中I b 随温度变化,使得V ᶄREF在V REF 基础上多了一个随温度变化的微小变量,从而导致基准输出电压V OUT 的温度特性也发生了一定的变化㊂由于Q 3和Q 4从R 3抽取了两份基极电流,因此基准输出电压可表示为:VᶄOUT=VᶄREF R 3+R 4R 4æèçöø÷+2I b R 3㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀=V REF -2I b R 7R 8(R 9+R trim )éëêêùûúúR 3+R 4R 4æèçöø÷+2I b R 3=V OUT -2I bR 7R 8(R 9+R trim )R 3+R 4R 4æèçöø÷+2I b R 3(12)图2㊀宽温度范围高精度基准电压源整体电路Fig .2㊀The complete circuit diagram of the voltage reference withwide -temperature -range and high -precision㊀㊀由式(11)可以看出,对于带隙基准电压V ᶄREF 来讲,即使加入了R 7仍然可以通过调节R 8和R 9的比值来得到一个零温度系数的基准电压㊂对于基准输出电压V ᶄOUT 来讲,通过调节R 7(R 9+R trim )(R 3+R 4)R 8R 4的值,使之等于R 3,即可将式(12)的后两项消除,从而㊃983㊃电子元件与材料可得到R7的值为:R7=R3R4R8(R3+R4)(R9+R trim)(13)2.2㊀曲率补偿电路曲率补偿电路由M28-M30和Q5构成㊂I S由BE结短接的NPN晶体管Q5形成,补偿电流I COMP1和I COMP2通过M28-M30电流镜结构分别注入到A点和B点,对PTAT电流进行补偿㊂IS可以表示为:I S(Τ)=CΤγexp(-qV G0kΤ)(14)式中:C是与PN结的结面积及掺杂浓度有关的常数;γ在一定温度范围内也是常数;VG0为绝对零度时PN 结材料的导带底和价带顶电势差,对于给定的PN结材料,V G0为定值;q为电子的电荷量;k为玻尔兹曼常数;T为热力学温度㊂令λ=qV G0k,并用泰勒展开式e xʈ1+x+x22+x36展开,则I S可以表示为:I SʈC(Tγ-λTγ-1+λ2Tλ-22-λ3Tλ-36)(15)图2中,M28㊁M29和M30的宽长比为1ʒ8ʒ1,于是补偿电流I COMP1和I COMP2为:I COMP1=C(Tγ-λTγ-1+λ2Tλ-22-λ3Tλ-36)=I S㊀(16)I COMP2=8C(Tγ-λTγ-1+λ2Tλ-22-λ3Tλ-36)=8I S(17)经过一阶补偿和曲率补偿后的带隙基准电压可以表示成:V REF=V BE3+2R9+R trim()R8V Tln8+R9+R trim()I COMP1+I COMP2()=V BE3+2ln8R9+R trim()R8V T+R9+Rtrim()I COMP1+I COMP2()=V BE3+2ln8R9+R trim()R8KTq+R9+Rtrim()I COMP1+I COMP2()(18)将式(18)代入式(9)可得到基准输出电压V OUT的表达式为:V OUT=R3+R4R4æèçöø÷V BE3+2ln8R9+R trim()R8KTq+éëêê㊀㊀㊀㊀R9+R trim()I COMP1+I COMP2()ùûúú(19)令K0=R3+R4R4K1=2K ln8(R3+R4)(R9+R trim)qR4R8K2=(R3+R4)(R9+R trim)(C+8C)R4ìîíïïïïïïïï(20)结合式(16)~(17)和式(19)~(20)可得基准输出电压为:V OUT=K0V BE3(T)+K1T+K2(Tγ-λTγ-1+λ2Tλ-22-λ3Tλ-36)(21)式中:K0为负温度系数电压V BE3的系数;K1为一阶温度补偿系数;K2为高阶曲率补偿系数㊂其中一阶温度补偿系数K1主要与R8和R9的比值相关,而高阶曲率补偿系数K2主要与PN结面积相关㊂2.3㊀偏置电路图2中,偏置电路由电流源(M1~M9㊁Q1㊁Q2和R1)和电流偏置(M10~M15)组成㊂正常工作时,电流源产生与电源电压无关的PTAT电流后,经过电流镜成比例复制给电流偏置部分,为M16管提供偏置电压㊂令M1~M5的宽长比相等,Q1和Q2流过的集电极电流相同,假设该电流为I PTAT,Q1和Q2发射极结面积比为8ʒ1,忽略它们的基极电流,于是有:ΔV BE=V T ln I PTAT8IS2æèçöø÷-V T lnI PTATI S2æèçöø÷=V T ln8(22)I PTAT=ΔV BER1=V T ln8R1(23)通过M1~M4㊁M10㊁M12和M15电流镜结构将IPTAT按比例精确复制,产生偏置电流和M16偏置电压㊂2.4㊀启动电路带隙基准电路中,电路存在 简并 偏置点,当电源上电时,所有的晶体管均传输零电流,于是它们㊃093㊃师洋洋,等:宽温度范围高精度基准电压源设计可以无限期地保持关断,因此需要设计启动电路㊂启动电路仅应在上电时提供启动功能,当基准核心电路建立稳定后保持关闭或低功耗状态,如图2所示,M 24~M 27和C 1构成启动电路㊂当电源刚开始上电的时候,并且提供有效的使能信号EN 1,EN 1和EN 2互为反向信号,启动电路开始工作㊂EN 1为低电平时,EN 2为高电平,M 25关闭,M 26的栅端没有电荷,栅电压为0,M 23管关闭,因此Q 3基极没有电流注入;随着电源电压逐渐上升,EN 1为高,EN 2为低,M 25管导通,M 26栅端电压被抬高,从而将M 23管的栅端电压拉低,M 23管导通,开始从电源汲取电流,并注入基准核心电路,使基准核心电路开始工作;同时,M 25管的漏电流逐渐增大并对电容C 1充电,M 26栅端的电压逐渐升高,当基准核心电路正常工作时,M 23的漏端电压升高,使M 27管导通㊂从而将M 26栅端电压拉低,M 26管关断,启动电路关闭㊂3 电路仿真验证基准电压源电路采用0.18μm BCD 工艺设计,并使用Spectre 工具进行仿真验证㊂仿真条件为:V DD =3.3V ,温度范围为-40~+150ħ㊂图3和图4分别是补偿前与补偿后的基准输出电压温度特性的仿真结果㊂从图中可以看出,没有进行高阶补偿的温度系数为17.52ˑ10-6/ħ,补偿后的温度系数为5.82ˑ10-6/ħ,补偿后温度系数降低了11.7ˑ10-6/ħ,精度提高了66.8%㊂图3㊀补偿前的基准输出电压温度特性Fig .3㊀Temperature characteristics of the reference outputvoltage before compensation图5是在V DD =3.3V ,不同工艺角下基准输出电压随温度变化的仿真结果㊂从图5可以看出,在TT工艺角下基准电压源有最佳温度系数值5.82ˑ10-6/ħ,在SS 工艺角下有最差温度系数值14.6ˑ10-6/ħ㊂图6是当V DD =3.3V ,温度为27ħ时,在TT ㊁SS ㊁FF 三种工艺角下,基准电压源的电源抑制比(PSRR )仿真结果㊂从图6可以看出,低频时,TT 工艺角下的PSRR 为79.4dB ,在10kHz 时电源抑制比也有58.9dB㊂图4㊀补偿后的基准输出电压温度特性Fig .4㊀Temperature characteristics of the reference outputvoltage aftercompensation图5㊀基准电压源在不同工艺角下的温度特性Fig .5㊀Simulation results for different processcorners图6㊀基准电压源的电源抑制比曲线Fig .6㊀PSRR curves of the voltage reference表1为本文与部分参考文献带隙基准源的性能比较㊂从表1可看出,本文设计的基准电压源的温度系数优于文献[7-8],低频下的PSRR 也优于文献[6-8],且本文设计的基准电压源具有可调节的多值输出电压㊂㊃193㊃电子元件与材料表1㊀本文与其他文献带隙基准源的性能参数对比Tab.1㊀Performance parameters comparison of bandgapreference source of this paper and other literatures参数文献[6]文献[7]文献[8]本文工艺(μm)0.180.180.250.18电源电压(V) 3.3 5.0 4.5 3.3温度范围(ħ)-40~+125-40~+150-40~+150-40~+150温度系数(10-6/ħ) 3.02 6.9410 5.82 PSRR(dB)5777.47079.4基准输出电压(V)1.241 1.229 1.214 1.978是否多值输出否否否是4㊀版图设计版图的匹配性决定了基准电压源精度的误差大小㊂由式(9)和式(10)可知,电阻比值的大小直接影响着基准输出电压的精度和温漂特性㊂因此本文设计将基准电压源中的所有电阻放置在同一区域,并采用叉指法以减少工艺刻蚀造成的误差㊂此外,对于电流源电路和带隙核心电路中使用的三极管部分的版图,本文设计由8个并联的NPN三极管分别构成Q1㊁Q4,分布在Q2和Q3周围,使Q1和Q2㊁Q3和Q4均形成对称性匹配㊂图7为基准电压源的版图㊂其中,运算放大器㊁偏置电路和电阻都分别进行了合理的布局㊂图7㊀基准电压源版图Fig.7㊀Layout of the reference voltage source5㊀结论本文在传统的Brokaw型带隙基准电压源的基础上,设计了一种宽温度范围高精度的基准电压源㊂利用PN结反向饱和电流随温度敏感变化的原理在高温段产生与基准电压温度系数呈相反趋势的补偿电流,对传统的一阶补偿的带隙基准电压源进行曲率补偿,提升了基准输出电压的精度和温漂特性,并采用电阻分压网络输出多个不同的零温度系数电压值㊂仿真结果表明,在3.3V电源电压下,-40~+150ħ温度范围内,TT工艺角下,基准电压源温度系数为5.82ˑ10-6/ħ;低频时PSRR为79.4dB,通过合理的版图设计,可以应用到数模混合芯片中㊂参考文献:[1]Kostanyan H T,Hayrapetyan A K,Petrosyan A S,et al.5V widesupply voltage bandgap reference for automotive applications[C]//39th International Conference on Electronics and Nanotechnology (ELNANO).NY,USA:IEEE,2019:229-232.[2]Abbasi M U,Raikos G,Saraswat R,et al.A high PSRR ultra-lowpower1.2V curvature corrected bandgap reference for wearable EEG application[C]//13th International New Circuits and Systems Conference(NEWCAS).NY,USA:IEEE,2015:1-4. [3]Hu J L,Sun J,Bai Y B,et al.A novel1.03ppm/ħwide-temperature-range curvature-compensated bandgap voltage reference[C]//2nd International Conference on Circuits System and Simulation(ICCSS).NY,USA:IEEE,2018:22-26.[4]An J H,Wu C J,Xu D C.A wide temperature range4.6ppm/ħpiecewise curvature-compensated bandgap reference with no amplifiers[C]//International Conference on IC Design and Technology(ICICDT).NY,USA:IEEE,2019:1-4.[5]王永顺,崔玉旺,赵永瑞,等.宽温度范围高精度带隙基准电压源的设计[J].固体电子学研究与进展,2016,36(1):54-59. [6]张东亮,曾以成,陈星燕,等.曲率补偿低温漂带隙基准电压源设计[J].电子元件与材料,2015,34(11):85-88. [7]李树镇,冯全源.一种CMOS高阶曲率补偿的带隙基准源电路的设计[J].哈尔滨工业大学学报,2017,49(10):95-99. 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1.5-V高阶曲率补偿CMOS带隙基准源
1.5-V高阶曲率补偿CMOS带隙基准源摘要此报告中设计了一种新的低电平，低噪声，高阶曲率补偿CMOS带隙基准源。
此带隙电路用两个电阻串来减小电源电压。
此外，由高阻抗的多晶硅电阻和扩散电阻产生的热敏电阻比来提供高阶补偿。
此所设计的带隙基准电压源能在1.5V电源电压下工作（此时0℃时V th=0.9V），它的温度系数小于15.2ppm/℃，平均电源调整率为5.5mV/V。
1.简介基准电压源是许多电子元器件的主要组成，例如电源转换器，数字转化器，射频电路。
温度对带隙基准电压源的影响毫无疑问会影响它的性能。
因此低电平，低功率，低温飘带隙基准电压源在工业生产中越来越重要。
事实上，许多现有的技术都能减小基准电压源的温度系数，如Song等人提出的二次温度补偿， Rincon-Mora等人提出的分段线性曲率校正。
Audy和Lewis等人分别提出了更简单的基于热敏电阻比来加以实现的二阶和三阶曲率补偿带隙基准源。
这个方法被Leung等人进一步发展为高阶曲率补偿用于CMOS带隙基准电压源的设计。
曲率补偿CMOS带隙基准电压源利用一个负温度系数的高阻抗多晶硅电阻和一个正温度系数的扩散电阻来产生一个热敏电阻比，以此能够有效地减少此带隙基准源的温度漂移。
以上电阻都能在CMOS工艺中实现。
有过报道的最低工作电源电压为2V，这对于将来的应用还远不够低。
为了未来应用中进一步减小所要求的电源电压，这里提出一种基于以上理论的低电压曲率补偿带隙基准源。
它利用两个完全相同的电阻串来同时提供曲率补偿和电压电平摆幅。
在文章中，我们所设计的低电压带隙基准电压源将在第2章节中介绍。
影响基准电压源精确度的重要设计因素，包括如电流镜匹配，放大器的偏移电压和输出噪声。
章节3中的实验结果证实了这一结论。
章节4为最后的总结。
2.我们所设计的曲率补偿带隙基准源此低电压，高阶曲率补偿带隙基准源的电路结构和完整原理图分别如图1.和图2.所示。
图1.高阶曲率补偿带隙基准源的电路结构图2. 高阶曲率补偿带隙基准源的原理图在常规设计中，电源电压被误差放大器的PMOS输入级电压V GS所制约，而为了降低电源电压，应使用NMOS作为误差放大器的输入级。
【国家自然科学基金】_电压基准_基金支持热词逐年推荐_【万方软件创新助手】_20140801
科研热词 电源抑制比 高精度 电压基准 温度补偿 温度系数 带隙基准电压源 带隙基准 低电源电压 cmos 高阶曲率补偿 高性能 高psrr 飞机电网 非线性地震反应 零温度系数 逆变器 运算跨导放大器 超低压 谐波抑制 误差放大器 自启动电路 线性调整率 直流电压 电流模式 电流模 电流基准产生 电流基准 电压控制 环流 滞环电流控制 模糊控制 有源电力滤波器 有源滤波器 无线并联 振动控制 快速启动 微功耗 并联有源滤波器 平均模型 带隙基准源 带晾基准源 小容量独立电源 宽电源电压 多环控制 基准电压 基准建筑 压电变摩擦阻尼器 单周期控制 升压转换器 低频波动 低温度漂移 低功耗
科研热词 电源抑制比 温度系数 曲率补偿 带隙基准源 非线性补偿 锯齿波振荡器 锁相环 逆变器 运算放大器 试验电压 试验方法 覆冰 绝缘子 空间光学遥感 电流基准源 环流 氯气传感器 模拟集成电路 模拟控制 有功功率 最大功率点跟踪 无功功率 恒流源 开关电源 带隙基准电压源 差异 多路v/i输出 多光谱tdi ccd 基准电压 均流 双极型-cmos-dmos(bcd) 双对数曲线 冰闪特性 光伏电池 信号检测 仿真 cmos ad538
53 54 55 56 57 58 59 60 61
休眠模式 亚阈值 互补型金属氧化物晶体管 互补型金属氧化物半导体 二阶补偿 cmos电流基准 cmos带隙基准源 boost变换器 bipolar cmos dmos(bcd)
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一次和二次曲率补偿带隙
一次和二次曲率补偿带隙
一次和二次曲率补偿带隙是指对半导体材料中的能带结构进行修正和调整，以实现更好的电学性能和光学性能。
一次曲率补偿带隙是指通过调整半导体材料的化学组成，改变其能带结构，使得其价带顶和导带底不再是抛物线形状，而是向下弯曲的曲线形状。
这种曲率补偿带隙可以有效地减小半导体材料的电阻率，提高其导电性能。
二次曲率补偿带隙是指通过在半导体材料中引入某些杂质或缺陷，改变其能带结构，使得其导带底向上弯曲，价带顶向下弯曲，形成类似于“鼓包”的形状。
这种曲率补偿带隙可以有效地增加半导体材料的禁带宽度，提高其光学性能和稳定性。
因此，一次和二次曲率补偿带隙的调整和修正可以有效地改善半导体材料的性能，提高其电学和光学性能，对于半导体器件的设计和应用具有重要的意义。
基准电压源
臻；塑。
蛆．基准电压源舒梅(贵州电子信息职业技术学院，贵州凯里556000)【摘要1基准电压源是模拟集成电路中的基本单元，它在SO C,A D C、D A C,传感嚣和通信电路以及存储器等领域有着广泛的应用。
基准源的目的是向后续电路提供稳定的、不随外界因素C主要是电源电压和环境温度)影响的电压。
本文主要介绍了基准电压源的研究现献及分类应用。
膦词带隙基准；曲，鳓偿；低功耗；温度系数随着系统集成技术(S O C)的飞速发展，基准电压源已成为大规模、超大规模集成电路和几乎所有数字模拟系统中不可缺少的基本电路模块。
基准电压源是超大规模集成电路和电子系统的重要组成部分，可广泛应用于高精度比较器、A／D和D／A转换器、随机动态存储器、闪存以及系统集成芯片中。
基准电压源是指被用作电压参考的高精度、高稳定度的电压源，要求其能克眼工艺、电源、温度以及负载变化而保持稳定，并能在标准工艺下制造。
能产生基准源的技术很多，如带隙基准源、稳压管、V匪基准源、热电压v T基准源以及利用M O S工艺中增强型M O S管和耗尽型M O S管之间的阈值电压差产生基准电压的技术等。
理想的带隙基准电压源电路的输出电压几乎不受温度变化、工艺变化、电源电压波动等因素的影响。
鉴于产生稳定电压的基准模拟的重要性和广泛应用，以及对性能的高要求，国内外对带隙基准电压源做了大量的研究，主要集中在以下几个方面：1低温度系数温度系数用于表征基准电压源随温度的电压变化，由于晶体管BE 结正向导通电压V匿随温度变化的非线性，传统带隙基准源的温度特性已无法满足更高精度和稳定性的需求。
从一阶线性补偿到曲率补偿如二阶，三阶补偿，指数补尝，对数补偿(亚阈值电路)等。
而且补偿方式众多，如电流相减补偿法，电压叠加补偿法，利用不同质电阻上电压降的叠加实现温度系数的曲率牢}偿，阶段性电流模式补偿等，可获得最好温度系数达到几个ppm／qC。
2高电源抑制比在开关电源芯片工作过程中开关的通断产生大量的高频噪声，这会对输出电压产生不利的影响，基准电压源应该在较宽范围内具有良好的电源抑制比性能。
一种采用分段温度补偿的低温漂带隙基准源
一种采用分段温度补偿的低温漂带隙基准源
席银征;李楠;刁节涛
【期刊名称】《微电子学与计算机》
【年(卷),期】2024(41)1
【摘要】提出了一款宽温度范围、低温漂系数的带隙基准源。
以Banba结构的带隙基准源作为核心电路,产生开口向下的抛物线状输出基准电压,将抛物线顶点向高温段移动,使输出基准电压的高温段趋于平缓,利用分段温度补偿技术对低温段进行曲率补偿,补偿电流由不同温度系数的电流相减产生,有效降低了温漂系数,并拓宽了带隙基准源工作的温度范围。
在0.18μm的标准互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺下进行电路性能验证,仿真结果表明,在-50~150℃的温度范围内,提出的带隙基准源的温漂系数为0.65 ppm/℃,在1.8 V的电源电压下输出电压为760 mV,版图面积仅为0.01 mm^(2)。
【总页数】8页(P118-125)
【作者】席银征;李楠;刁节涛
【作者单位】国防科技大学电子科学学院
【正文语种】中文
【中图分类】TN433
【相关文献】
1.一种带曲率补偿的低温度系数带隙电压基准源
2.一种带曲率补偿的低温漂带隙基准源设计
3.一种低温度漂移曲率补偿带隙基准源设计
4.一种高阶补偿低温漂带隙基准源
5.基于新型高阶温度曲率补偿的低温漂带隙基准源
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输出电压可调的带隙基准源的设计
输出电压可调的带隙基准源的设计陈宇石;杨孟媛;储琪;陈文勤;张鹏;方玉明【摘要】针对传统基准电压源输出电压为1.25 V应用范围较小的问题,在传统带隙基准电压源的基础上,通过设计一种外围电路从而得到输出可调的带隙基准电压源.用Cadence软件在0.5μmCMOS工艺下进行仿真,仿真结果该电路的输出电压达到了1.84 V,相比传统模型输出电压提高了47.2％,从而提高了电压源使用的灵活性.【期刊名称】《电子科技》【年(卷),期】2017(030)003【总页数】3页(P164-166)【关键词】带隙基准电压源;输出电压可调;CMOS;温度系数【作者】陈宇石;杨孟媛;储琪;陈文勤;张鹏;方玉明【作者单位】南京邮电大学电子科学与工程学院,江苏南京210023;南京邮电大学电子科学与工程学院,江苏南京210023;南京邮电大学电子科学与工程学院,江苏南京210023;南京邮电大学电子科学与工程学院,江苏南京210023;南京邮电大学电子科学与工程学院,江苏南京210023;南京邮电大学电子科学与工程学院,江苏南京210023【正文语种】中文【中图分类】TN432精准的带隙基准电压源[1-3]是模拟集成电路的主要组成，在各种ADC，DAC电路中都有广泛的应用。
然而目前的带隙基准电压源的输出电压大都维持在1.25 V，这就限制了同一个基准电压源在不同工艺或者不同系统中应用的灵活性。
因此，本文在基本带隙电压源的基础上经过改进，增加了相应的外围电路，设计了一个输出电压可调的带隙基准电压源。
带隙电压基准的基本原理是将两个拥有相反温度系数的电压以合适的权重加权，最终获得零温度系数[4]的基准电压。
电压拥有正温度系数[5-6]，电压拥有负温度系数[7-8]，存在合适的权重和满足这样就得到了具有零温度系数的基准电压[9-10]。
基准电压的基本表达式为双极型晶体管有两个特性分别是：(1)双极型晶体管的基极—发射极电压与绝对温度成反比；(2)在不同集电极电流下，两个双极型晶体管的基极—发射极电压的差值与绝对温度成正比。
一种带隙基准电路电压源设计
一种带隙基准电路电压源设计摘要：针对传统带隙基准源仅采用一阶温度补偿技术导致温度系数较差的问题就需要采用高阶曲率补偿电路。
曲率补偿的方法是通过在基准源输出电压上叠加一个温度的指数函数，从而实现高阶补偿的目的。
电路基于tsmc0.18um工艺，Candence行仿真。
测试结果表明，温度由-40℃变化到125℃时,使用高阶温度补偿后带隙基准电压的温度漂移系数为6.60ppm/℃电源抑制比62.81dB。
关键词：带隙基准电路、曲率补偿引言基准源是模拟电路或者数模混合信号集成电路的重要组成部分，基准源的建立要求是与电源、工艺和温度无关的电压源或者电流源，基准源在整个电路或者系统中通过对基准电压比来处理输入信号，此时基准的性能会直接影响电路或者系统的性能。
所以基准源应该具有的抗干扰能力，此时就要降低基准源的温度系数，同时保证有较大的抑制比。
一般的带隙基准电路只采用一阶温度补偿的策略来实现基准源的设计，但是要降低温度系数，就要采用高阶温度补偿策略。
把一阶线性电流引人三极管的集电极，利用三级管基极-发射极电压的叠加得到产生一个具有高阶温度系数补偿电流，然后将高阶温度系数补偿电流产生的电压与一阶温度补偿电流产生的电压叠加实现多阶温度补偿，此外可以调整电阻的阻值来控制正带隙电压的温度特性，利用电路中的运放与负反馈来提高电路的电源电压抑制比。
1.电路设计已知带隙基准是由正温度系数电压（PTAT）与负温度系数电压（CTAT）按照一定比例组合产生与温度无关的基准电压（Vref）。
传统基准源设计由pnp三极管Q1与Q2的VBE之差产生了PTAT电压，再通过R1将PTAT电压转化为电流输出，然后利用运放出入端V+、V-相同输出电压为0V，运放将R1产生的PTAT电流通过Q5、Q6的电流镜拷贝输出，R2作为负载和Q3一起将PTAT电流转化为电压输出，电路所有的三极管都为二极管连接方式。
1-1传统带隙基准源1.1研究方案带隙基准电压源的基本原理就是用具有正温度系数的PTAT电压与具有负温度系数的VBE 电压相叠加，从而形成低温度系数的输出电压。
高性能带隙基准电压源的研究与设计
The first voltage reference without an error amplifier based on 0.4μm BCD process is applied to an active power factor correction controller chip. Due to the high supply voltage of the chip, the reference is required to operate over a voltage range of 9.7V to 20V and achieves a perfect PSRR performance. Simulations show that, a temperature coefficient of 10.8ppm/℃ from -40℃ to 125℃, a PSRR up to -108dB within 1KHz and a line regulation of 2.52μV/V can be achieved.
Keywords: Bandgap Reference Temperature Coefficient PSRR Temperature Compensation
西安电子科技大学
学位论文独创性(或创新性)声明
秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。