半桥、全桥式三电平转换器电路
宽范围输入三电平半桥LLC变换器混合控制
第28卷㊀第2期2024年2月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.28No.2Feb.2024㊀㊀㊀㊀㊀㊀宽范围输入三电平半桥LLC 变换器混合控制胡存刚1,㊀刘威1,㊀朱文杰1,㊀张治国2,㊀李善庆2(1.安徽大学电气工程与自动化学院,安徽合肥230601;2.合肥华耀电子工业有限公司,安徽合肥230088)摘㊀要:针对传统变频(PFM )控制的LLC 谐振变换器在宽电压输入条件下效率低的问题,提出一种三电平半桥LLC 谐振变换器的变频-移相(PFM-PS )混合控制策略㊂首先,分析三电平半桥LLC 谐振变换器的工作模态,建立其等效模型,获得了移相控制和变频控制下的电压增益曲线㊂其次,分析了变频控制的工作区间与软开关特性,推导得到了移相控制下实现软开关的最小占空比㊂通过混合控制策略,在升压时采用变频控制和在降压时采用移相控制,相较于全变频控制和全移相控制,混合控制可在较小频率变化范围内对电压进行升降压,在全增益范围内实现软开关,获得较宽的电压增益范围,提升了变换器的效率㊂最后,通过仿真和输入500~800V /4.5kW 实验样机验证了所提出混合控制策略的有效性㊂关键词:谐振变换器;变频控制;电压增益;混合控制;宽电压DOI :10.15938/j.emc.2024.02.012中图分类号:TM46文献标志码:A文章编号:1007-449X(2024)02-0120-09㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-07-18基金项目:安徽省自然科学基金杰青项目(2108085J24);安徽省自然科学基金青年项目(2108085QE239);安徽省高校自然科学研究项目(KJ2020A0031)作者简介:胡存刚(1978 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为电力电子技术㊁新能源汽车电驱动和智能电源;刘㊀威(1998 ),男,硕士,研究方向为高功率密度谐振变换器;朱文杰(1987 ),男,博士,讲师,研究方向为功率变换器建模与控制;张治国(1985 ),男,博士,高级工程师,研究方向为高功率密度模块电源;李善庆(1966 ),男,研究员级高级工程师,研究方向为功率电源与集成设计㊂通信作者:朱文杰Hybrid control strategy of three-level half bridge LLC converterwith wide input voltage rangeHU Cungang 1,㊀LIU Wei 1,㊀ZHU Wenjie 1,㊀ZHANG Zhiguo 2,㊀LI Shanqing 2(1.School of Electrical Engineering and Automation,Anhui University,Hefei 230601,China;2.ECU Electronics Industrial Co.,Ltd.,Hefei 230088,China)Abstract :Aiming at the low efficiency of traditional pulse frequency modulation(PFM)method in LLCresonant converters under wide voltage input conditions,the hybrid control strategy of pulse frequency modulation-phase shifting (PFM-PS)was proposed.The working modes of the three-level half-bridge LLC resonant converter were analyzed,and the model was established firstly.Voltage gain range curves of PFM and PS method were obtained.Then the working conditions and soft switching were analyzed.The minimum duty cycle of PS method was derived to achieve ZVS.The hybrid control was proposed with PFM and PS used in voltage step up and step down mode pared with only PFM or PS method,the hybrid control has ability of voltage step-up or step-down in small frequency range.A wide voltage gain range is realized through hybrid control,which improves the overall efficiency of the convert-er.Finally,the feasibility of the proposed hybrid control strategy is verified by simulation and input500-800V /4.5kW experimental platform.Keywords:resonant converter;variable frequency control;voltage gain;hybrid control;wide voltage0㊀引㊀言近年来,随着新能源技术的不断发展,对电能转换模块的要求越来越高,LLC谐振变换器凭借其结构简单㊁软开关特性明显和功率密度大等特点,相比于其他的隔离型变换器拓扑更具有优势[1-5],在电动汽车充电㊁低压直流用电㊁分布式光伏发电等领域有广泛的应用㊂随着LLC谐振变换器应用前景的日渐广阔,有大量的文献对LLC谐振变换器进行研究㊂文献[6]将交错级联结构应用于LLC上,通过多模式的变频控制来增加变换器的增益范围,这种结构虽然在较窄的频带范围内实现了较宽的增益,但是交错并联的结构同样带来了均流的问题,实现过程比较复杂㊂文献[7]提出一种改进型LLC谐振变换器,在传统LLC谐振变换器的基础上,将副边的2个二极管替换成2个开关管,通过副边开关管的交叠导通来增加整个变换器的增益范围,整体采用定频控制,这种增加开关管数目的方式虽然能实现扩展增益目的,但控制更加复杂,且相同电压输入下较三电平LLC 变换器原边开关管承受的电压应力更高㊂文献[8]提出复合式全桥三电平拓扑,采用定频控制,在低电压增益模式时工作在3L模式,在高电压增益模式时工作在2L模式,这种虽然能实现较宽的电压输入范围,但是开关管数目多,控制复杂㊂文献[9]将移相控制(phase shift,PS)引入混合型全桥LLC拓扑,实现了3倍的输出电压范围,但是其结构复杂,工作状态较多分析难度大㊂文献[10]将变频-移相控制方式应用在双向LLC谐振变换器中,使得LLC谐振变换器在拥有宽电压增益的同时,实现原边的ZVS㊁副边的ZCS以及能量的双向流动,但双向的结构复杂且控制难度大㊂文献[11]将T型三电平拓扑引入LLC谐振变换器,将变频控制,移相控制变模态控制等多种控制方式混合,实现了8倍的超高电压增益比,但是开关管数目多,且控制方式复杂㊂文献[12]设计一种在高电压增益时采用变频(pulse frequency modulation,PFM)控制,在低电压增益时采用移相斩波控制(PS-PWM)的LLC谐振变换器,这种控制虽然实现较宽的电压输入范围,但是变换器工作在PS-PWM模式下时占空比减小,效率降低㊂本文采用三电平半桥LLC拓扑,将移相和变频两种控制方式引入,并对其控制方式软开关实施条件进行分析,保证变换器在全增益范围内实现软开关,同时考虑软启动过程㊂实现较宽范围输入电压的同时,保证一次侧开关管ZVS和二次侧整流管ZCS,同时极大地抑制启动时的浪涌电流,保护开关管,提高变换器整体效率㊂1㊀三电平半桥LLC基本特性1.1㊀拓扑结构和原理图1为三电平半桥LLC谐振变换器结构,4个开关管Q1~Q4(包括体二极管D1~D4和寄生电容C1~C4),直流母线电容C d1㊁C d2,钳位二极管D5㊁D6和飞跨电容C ss1,谐振电感L r,谐振电容C r,励磁电感L m构成谐振腔;T是高频变压器,D r1~D r4是输出整流二极管,C o是输出滤波电容,R L是负载㊂图1㊀三电平半桥LLC拓扑Fig.1㊀Three-level half-bridge LLC topology本文采用移相控制和变频控制两种方式混合的控制方法,为了方便分析两种控制方式的工作过程,进行以下假设:1)所有元器件都为理想器件;2)输出电容C o足够大,输出电压恒定,母线电容C d1㊁C d2和飞跨电容C ss1也足够大,他们的电压均为0.5V in;3)开关管的电流在其开/关瞬态期间是恒定的;4)开关管寄生电容C1=C2=C3=C4=C oss㊂移相控制和变频控制的主要波形分别如图2和图3所示㊂以移相控制的关键波形为例来具体分析,三电平半桥LLC的工作原理和各模态的工作过程如下:模态0(t0~t1):t0时刻Q3寄生电容C3电压上升至V in/2,Q2寄生电容C2两端电压下降为0,为Q2零121第2期胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC变换器混合控制电压开通提供条件㊂谐振腔输入电压u ab 为V in /2,谐振电感L r 和谐振电容C r 参与谐振,励磁电感L m 两端电压被副边电压钳位为nV o ,励磁电流i L m 线性上升,谐振电流i L r 经体二极管D 1㊁D 2续流㊂图2㊀移相控制波形Fig.2㊀Waveform of PScontrol图3㊀变频控制波形Fig.3㊀Waveform of PFM control模态1(t 1~t 2):t 1时刻,谐振电流i L r 由负变正,体二极管D 1㊁D 2自然关断,谐振电流正向流过开关管Q 1㊁Q 2,励磁电流为负,谐振电感L r 和谐振电容C r 参与谐振㊂模态2(t 1~t 2):t 2时刻励磁电流i L m 由负变正,与谐振电流i L r 同向且继续增加㊂模态3(t 3~t 4):t 3时刻,Q 1关断,谐振电流i L r 对Q 1寄生电容C 1充电,Q 4寄生电容C 4放电㊂谐振电感L r 和谐振电容C r 继续谐振,励磁电流i L m 继续上升㊂直至Q 1寄生电容C 1两端电压上升为V in /2,寄生电容C 4两端电压下降为0,体二极管D 4导通,为下一时刻开关管Q 4零电压开通提供条件㊂模态4(t 4~t 5):t 4时刻,Q 4开通,寄生电容C 1两端电压上升为V in /2,二极管D 5导通,飞跨电容C ss1两端电压被固定在V in /2,并通过开关管Q 2和体二极管D 4给谐振腔供电㊂谐振电流i L r 减小,励磁电流i L m 增大,直至i L r =i L m ㊂模态5(t 5~t 6):t 5时刻,励磁电流等于谐振电流,通过二极管D r1和D r4的电流为0㊂D r1和D r4零电流关断,二次侧与一次侧分开,负载由输出电容提供㊂L r ㊁L m 和C r 同时参与谐振㊂由于励磁电感L m 很大,在此阶段电流可近似认为不变㊂模态6(t 6~t 7):t 6时刻,Q 2关断,谐振电流i L r 经飞跨电容C ss1对寄生电容C 2充电,对寄生电容C 3放电,直至寄生电容C 2两端电压上升为V in /2,寄生电容C 3两端电压降为0,体二极管D 3导通,为下一时刻开关管Q 3零电压开通提供条件㊂1.2㊀电压增益分析为了实现较高的工作效率LLC 谐振变换器常工作在谐振点附近,因此采用基波分析法(first har-monic approximation,FHA),即只考虑基波传输能量的情况,将半桥三电平LLC 变换器的拓扑结构进行简化,逆变桥输出交流方波u ab 作为输入,保留谐振腔部分,负载和整流桥部分折算到原边的等效电阻为R ac ,简化后的拓扑如图4所示㊂图4㊀LLC 谐振变换器等效模型Fig.4㊀Equivalent model of LLC converter变频模式下,u i 和u o 分别为开关频率基波输入㊁输出的有效值,V o 为输出电压,n 为变压器变比,R ac 为等效电阻,各参数计算如下:㊀㊀㊀㊀㊀u i =2πV in;(1)㊀㊀㊀㊀㊀u o =22πnV o ;(2)㊀㊀㊀㊀㊀R ac=8n 2π2R L ㊂(3)结合图4在S 域下有Z in (s )s =j ω=L r s +1C r s +L m sR ac L m s +R ac㊂(4)则传递函数为H (s )s =j ω=u ou i=L m s //R acL r s +1C r s+L m s //R ac㊂(5)221电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀结合式(3)~式(5),并定义M PFM =nV o /(V in /2),则变频控制增益为M PFM =|H (s )|=1[1+1k (1-1f 2n)]2+(f n -1f n )2Q 2㊂(6)式中:归一化频率f n 为开关频率与谐振频率之比,f n =f s /f r ,f r =1/2πL r C r ;k 为励磁电感与谐振电感之比,k =L m /L r ;Q 为品质因数,Q =L r /C r /R ac ㊂根据式(6),当k =5时,在MATLAB 中可以得到变频控制的电压增益曲线,如图5(a)所示㊂图5㊀LLC 谐振变换器电压增益Fig.5㊀LLC resonant converter voltage gain移相模式下,三电平桥臂输出的交流方波表达式[13]为U ab (t )=ðɕn =1V inn πK Tsin nωs t ㊂(7)其中K T =cosn π(1-D )2-cos n π(1+D )2㊂基波角频率为ωs ,其基波分量为U ab1(t )=Vin πK T sin ωs t ㊂(8)输出电压增益与占空比D 的关系为M PS =u i V i /2=sin πD2㊂(9)根据式(9)在MATLAB 中得到移相控制的电压增益曲线,如图5(b)所示㊂2㊀软开关特性与混合控制策略2.1㊀软开关特性分析在变频模式下,原边开关管实现ZVS 的条件是在流经开关管的电流由负变正之前,开关管的电压已下降到0㊂这就要求逆变桥臂输出的电压相位滞后于谐振电流的相位,即谐振腔的输入阻抗为感性时,可以实现原边开关管的ZVS㊂对于副边整流二极管ZCS 关断问题,可以将变换器的开关频率划分为3个区间,在这3个区间里进行分析㊂当只有谐振电感L r 和谐振电容C r 参与谐振时,此时的谐振频率为f r1=1/2πL r C r ,当谐振电感L r ㊁励磁电感L m ㊁谐振电容C r 三者同时参与谐振时,此时的谐振频率为f r2=1/2π(L r +L m )C r ㊂当变换器工作在f s <f r2,ZCS,但谐振腔输入阻抗为容性,原边开关管无法实现ZVS;当变换器工作在f r2<f s <f r1时,在励磁电流与谐振电流相等时,副边整流二极管电流在下一个开关周期到来前下降为零自然关断,实现ZCS;当变换器工作在f s =f r1时,在励磁电流与谐振电流相等时,副边整流二极管在上一个开关周期结束时电流恰好下降到0,实现ZCS;当变换器工作在f s >f r 1时,在下一个开关周期到来后副边整流二极管电流还未自然下降至0,导致二极管电流强迫下降到0,未实现ZCS㊂综上,LLC 谐振变换器变频模式下要实现软开关,应工作在f r2<f s <f r1区间㊂移相控制属于定频控制,其原边开关管实现ZVS 的条件和变频控制相同,及应保证谐振腔的输入阻抗是感性,工作在f r2<f s <f r1区间,且谐振电流在死区时间内能完成相关结电容的充放电㊂不同点在于,移相控制时随着移相角的增大,有效占空比D 减小,为保证死区范围内谐振电流仍能完成相关寄生电容的充放电,须控制最小占空比㊂图2所示t 0~t 5时,励磁电流i L m 的变化率可表示为ΔI /Δt =nV o /L m ,在t 5~t 6时,由于L m 远大于L r ,i L r =i L m 近似保持不变㊂为实现Q 3零电压开通,开关321第2期胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC 变换器混合控制管寄生电容C3在死区时间t d内必须通过谐振电流完成充放电㊂则:Δt=D2fs;(10)ΔI=nV o D2fs L m;(11)i L m=ΔI2ȡ2C oss U cd1td ㊂(12)联立式(10)~式(12)得最小占空比D min为D minȡ8C oss U cd1f s L mnU o t d㊂(13)参数如下:C oss=200pF;U cd1=V inmax/2;f s=f r= 100kHz;L m=63.026μH;n=1.168;U o=300V; t d=40ns㊂计算出D min=0.42,即在移相模式下要实现软开关,占空比必须大于0.42㊂2.2㊀混合控制策略由图5(a)看出在PFM模式下,当开关频率等于谐振频率即归一化频率f n=1时,电压增益恒为1,与负载大小无关;当开关频率小于归一化频率时,电压增益先增大后减小,变换器工作在升压模式;当开关频率大于归一化频率时,电压增益小于1,变换器工作在降压模式;由此可见变频模式可以实现变换器的升降压,然而在降压模式下,增益变化随频率变化并不明显,要想实现较大的增益变化范围需设置很宽的频率变化范围,而过宽的频率变化范围会导致磁性元件设计困难㊂在PS模式下,LLC谐振变换器固定开关频率,通过调节占空比D改变电压增益,增益随占空比D 减小而减小,且恒小于1㊂由此可知,在PS模式下, LLC谐振变换器工作在降压模式下㊂若想在较小的频率变化范围内实现较大的电压增益,可以将变频控制的降压部分用移相控制代替,即变换器在升压模式时采用变频控制,降压模式时采用移相控制的混合控制㊂图6为变频控制和混合控制的电压增益范围,可以看出在全变频控制方式下,归一化频率范围在f r1/f r~2,增益变化范围是M PFM,混合控制方式归一化频率范围在f r1/f r~1,增益变化范围是M PFM-PS,然而M PFM明显小于M PFM-PS,且结合上文分析在全变频控制方式下,归一化频率在1~2范围时变换器无法实现软开关㊂因此相较于全变频控制和全移相控制,混合控制可以在较小的频率变化范围内实现变换器的升降压控制,减小磁性元件的设计难度,且在全增益范围内可以实现软开关㊂图6㊀增益曲线范围Fig.6㊀Voltage gain range图7是混合控制的工作原理,变换器输出电压与参考电压进行比较做差,经过PI调节器校正进入压控振荡器,压控振荡器将电压信号转化为频率信号,计算所得开关频率与谐振频率f r比较㊂当计算频率小于谐振频率变换器工作在PFM模式下,当计算出的开关频率等于谐振频率且输出电压仍无法到达参考电压,则进入PS模式,继续调节占空比使输出电压达到参考值㊂图7㊀混合控制框图Fig.7㊀Hybrid control block diagram表1是常采用混合控制的不同的LLC拓扑的对比,三电平半桥LLC较三电平全桥LLC而言,原边开关管承受的电压应力相同,但三电平全桥LLC 开关管数量是三电平半桥LLC的一倍,相同的控制方式三电平全桥控制要更加困难,且在中低功率的应用场合三电平全桥LLC成本较三电平半桥LLC421电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀更大㊂全桥LLC 和三电平半桥LLC 有相同数量的开关管数目,但全桥LLC 每个开关管承受的电压应力是半桥LLC 的一倍,这也意味着在较宽输入电压的范围,全桥LLC 开关管的选择要更加苛刻㊂因此在采用混合控制的宽输入中低功率的电源中三电平半桥LLC 拓扑是比较合适的选择㊂表1㊀采用混合控制的LLC 拓扑特性对比Table 1㊀Comparison of LLC topology characteristics usinghybrid control拓扑类型开关管应力开关管数量控制难度应用场合三电平半桥LLC[14]V in /24易中低功率三电平全桥LLC [15]V in /28难高功率全桥LLCV in4易高功率3㊀仿真与实验验证为验证本文所提出的混合控制策略的有效性,进行了仿真验证,并设计了输入范围500~800V㊁输出300V /15A 和额定功率4.5kW 的LLC 谐振变换器实验平台,实物如图8所示㊂变换器的电路参数如表2所示㊂表2㊀主要电路参数Table 2㊀Main circuit parameters㊀㊀参数数值直流母线C d1㊁C d2/μF 220飞跨电容C ss1/μF 220谐振电感L r /μH 12.6谐振电容C r /nF 200励磁电感L m /μH63.026变压器变比n 1.165ʒ1谐振频率f r /kHz 100滤波电容C o /μF156负载R L /Ω20图8㊀LLC 谐振变换器实验平台Fig.8㊀Experimental platform of LLC converter3.1㊀仿真验证仿真中,设置输入电压为电压600V,输出电压300V㊂由图9(a)LLC 谐振变换器在启动时不采用软起动,启动瞬间浪涌电流接近112A,瞬时的大电流除了会造成硬件过流保护的误触动,也会损坏器件,严重时会烧坏整个变换器;图9(b)采用软启动控制,设定PI 输出初始值3f s ,经压控振荡器转换得到3f s 的PWM 波增大谐振腔的输入阻抗,实现软启动,软启动瞬间电流接近20A,之后开关缓慢减低频率到正常工作频率,浪涌电流较不采用软启动时相比有较大的减小㊂图9㊀谐振腔电流波形Fig.9㊀Waveforms of resonant chamber current图10是副边二极管的电流i d ㊁电压U d ,由图可以看出混合控制下,PFM 模式和PS 模式均能实现副边的ZCS㊂由仿真结果可知,在给定额定电压时,LLC 谐振变换器能实现软启动,进行浪涌电流的抑制,在稳态过程中能够实现一次侧开关管ZVS,二次侧整流二极管ZCS㊂与理论分析一致㊂图10㊀稳态时二极管电压和电流波形Fig.10㊀Waveforms of diode voltage and current521第2期胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC 变换器混合控制在仿真中设置模式切换点电压为700V,输入电压低于700V 时采用变频控制,高于700V 采用移相控制㊂由图11可知,在0.025s 输入电压由600V 切换至800V,LLC 变换器由变频控制切换为移相控制(PFM-PS),在0.055s 输入电压切换至500V 控制模式,由移相控制再切换至变频控制(PS-PFM),输出电压能够稳定在参考电压300V㊂图11㊀恒压输出混合控制波形Fig.11㊀Waveforms of hybrid control在模式切换处时,为防止输出在切换点来回振荡,状态切换点不能设置为单一点,应设置为滞环控制如图12所示,当输入电压上升至PFM 模式最大调节值时切换为PS 模式;当输入电压下降至PS 模式调节最小值时,切换为PFM 模式㊂因此PFM 最大值应比PS 模式调节最小值高,继而形成一个缓冲区,使得电路能够可靠切换,避免了单点切换的不稳定振荡㊂图12㊀切换点滞环控制Fig.12㊀Switching point of hysteresis loop control3.2㊀实验验证为验证所提出方案的可行性,搭建一台4.5kW 实验样机,设置输出电压为300V,在保证LLC 谐振变换器一次侧实现ZVS 的条件下,控制LLC 谐振变换器输入电压500~800V 进行验证㊂图13是变换器工作时软启动波形,其中CH3是谐振电流,CH2是谐振腔输入电压,CH1是输出电压,从图13可以看出在启动瞬间开关频率较高,启动时的浪涌电流小,当电压上升至150V 时,变换器进入闭环,开关频率逐渐降低至正常工作频率㊂图13㊀软启动波形Fig.13㊀Soft-start waveform图14是开关管Q 1驱动电压V gs 和漏源极电压V ds 波形图,CH1是开关管漏源极电压,CH2是驱动电压,在漏源极电压下降至0时,驱动电压开始上升,开关管实现ZVS㊂图14㊀Q1开关管V gs 和V ds 电压波形Fig.14㊀Voltage waveforms of Q1V gs and V ds图15为输入500V /670V 下LLC 变换器在PFM 模式下实验波形㊂图15(a)中,CH3是谐振电流,CH2是谐振腔输入电压,CH3是变压器二次侧电流,CH1是输出电压㊂由图15(a)可以看出,在PFM 模式下谐振电流近似于正弦波,变压器二次侧电流处于断续模式,即整流二极管实现ZCS,输出电压稳定,纹波较小㊂图15(b)中,CH1是DSP 侧驱动波形,从图中看出随着输入电压升高工作频率也升高,导致了驱动波形产生尖峰,二次侧电流处于断续模式的临界位置,谐振电流愈发接近正弦波㊂621电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀图15㊀PFM模式下实验波形Fig.15㊀Waveforms of PFM under500V/670Vinput voltage图16为输入电压为800V下LLC谐振变换器工作在PS模式的实验波形,CH1是DSP侧驱动波形,CH2是谐振腔输入电压,CH3是谐振电流,CH4是整流二极管波形㊂由图16可以看出,在移相模式下谐振电流依旧近似正弦波,整流二极管电流工作在断续模式下,能够实现ZCS,输入电压的零电平占比明显上升,驱动电压与PFM模式工作在最大频率下相似㊂图16㊀800V输入下PS实验波形Fig.16㊀Waveform of PS under800V input voltage图17是变换器模式切换波形,变换器在切换点处由PS模式切换至PFM,其中CH3是谐振电流, CH1是开关管Q1DSP侧驱动波形㊂图17㊀PFM-PS切换波形Fig.17㊀Switching waveform of PFM-PS为对比全变频控制与混合控制效率,在除变压器匝比和谐振腔参数不同其余指标完全相同的两台样机上进行实验,结果如图18所示㊂从图中可以看出,相同输入电压时混合控制和全变频控制开关频率和效率并不相同,混合控制在模式切换点处达到最大效率96.1%,全变频控制在最大输入电压时达到最高效率95.3%,两种控制方式均在谐振频率处达到最大效率㊂但相较于全变频控制,混合控制的最大效率提高了1%左右,且LLC谐振变换器常工作于模式切换点处,因此采用混合控制的三电平半桥LLC谐振变换器在工作范围内的效率整体要高于全变频控制㊂图18㊀混合控制和全变频控制效率对比Fig.18㊀Efficiency comparison of PFM-PS and PFMmethod4㊀结㊀论本文针对三电平半桥LLC谐振变换器的电压增益问题,通过对其工作原理㊁增益特性㊁软开关特721第2期胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC变换器混合控制性以及控制方式进行分析,提出一种PFM-PS的混合控制策略,在保证变换器全范围内能实现软开关的条件下,提高了电压增益范围,减小了频率变化范围,使得变换器磁性元件设计难度降低㊂搭建仿真和实验平台对混合控制策略进行验证㊂结果表明本文提出的混合控制策略较传统的变频控制策略在相同的频率变化范围下具有更宽的电压增益范围和更高的效率㊂参考文献:[1]㊀王德玉,李沂宸,赵清林,等.采用定频移相控制的宽输出范围多电平LLC谐振变换器[J].中国电机工程学报,2023,43(5):1973.WANG 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三相全桥逆变电路及原理
三相全桥逆变电路及原理想象一下，你有一个魔法棒，能瞬间点亮整个世界。
这根魔法棒就是三相全桥逆变电路！它就像是一个神奇的能量转换器，能把电信号变成各种颜色的光，照亮我们的世界。
让我们来聊聊什么是三相全桥逆变电路。
简单来说，这是一个电力电子装置，它能够把交流电（AC）转换成直流电（DC），甚至还能转换成其他形式的电源。
这个电路的神奇之处在于，它能够像魔术师一样，随意变换电能的形式，给我们带来各种各样的便利。
那么，这个电路是怎么工作的呢？简单来说，它是由三个半桥组成的，每个半桥都有一个可控的开关。
当你想要让电路工作的时候，就会打开相应的开关，这样电流就可以从正极流向负极了。
但是，如果你想要改变电流的方向，只需要关闭相应的开关就可以了。
这样一来，电路就能实现正负方向的切换，也就是所谓的“换向”。
这个电路的原理其实很简单，就像是我们小时候玩的跷跷板。
当你推动跷跷板的一端向上时，另一端就会向下；当你推动跷跷板的另一端向上时，另一端就会向下。
在三相全桥逆变电路中，每个半桥就相当于一个跷跷板，而可控的开关则相当于推动跷跷板的人。
现在，让我们来想象一下这个电路在现实生活中的应用。
比如说，我们有一个太阳能发电系统，它产生的是直流电。
但是，我们需要的是交流电才能供我们使用。
这时候，我们就可以用三相全桥逆变电路来将直流电转换成交流电。
这样一来，我们就能用上太阳能发电系统产生的电了。
除了太阳能发电系统，三相全桥逆变电路在很多地方都有应用。
比如，我们家里的冰箱、空调等电器都是通过三相全桥逆变电路来供电的。
因为家用电器一般都是220伏的交流电，而我们家里的电网电压是220伏，所以需要通过逆变电路来降低电压。
这样，我们就可以安全地使用这些电器了。
当然啦，三相全桥逆变电路也有一些小缺点。
比如说，它的效率比较低，而且体积比较大。
不过，这些问题都在科技的发展下得到了解决。
现在的逆变电路已经可以做到高效率、小型化了。
总的来说，三相全桥逆变电路是一个非常神奇的电力电子装置。
一种应用三电平三相半桥逆变电路提高逆变效率的方法
一种应用三电平三相半桥逆变电路提高逆变效率的方法发布时间：2021-06-10T06:25:03.754Z 来源：《防护工程》2021年5期作者：王同春[导读] 本文论述了一种应用三电平三相半桥逆变电路提高逆变效率的方法。
王同春中国船舶集团有限公司第七一○研究所湖北宜昌 443003摘要：本文论述了一种应用三电平三相半桥逆变电路提高逆变效率的方法。
关键词：三电平三相半桥；逆变电路；逆变效率1应用三电平三相半桥逆变电路提高逆变效率的方法本方法的目的是这样实现的：在传统的三相逆变桥电路拓扑基础上，增加了续流阶段辅助通路桥臂，上下桥臂分别工作于正弦波的正半周期和负半周，续流阶段通过辅助桥臂采用低频开关，有效减小大功率逆变器件存在的开关损耗。
整个系统采用SPWM调制，输出三相纯正弦波；采用模块化并联冗余设计，可靠性高。
单个模块故障，不影响系统的运行；另外，容量可依据需要增大或减小，便于扩容；三相独立的逆变方式具备优异的100%不平衡负载能力；系统可以同时提供单、三相交流电。
2传统电路拓扑及工作原理传统电路拓扑结构工作原理图见图1所示。
图2 传统电路拓扑结构工作过程图该电路拓扑一共有四个工作过程：1）上管Q1导通期间在交流输出正半周期内，上管Q1上施加驱动为高频SPWM波形，处于导通状态，下管Q2一直处于关断状态。
工作过程见图2-（1）电路，电流路径为：C1→Q1→L1→C3→C1。
2）上管Q1关断期间上管Q1上施加驱动为高频SPWM波形，处于关断状态。
当Q1处于关断状态后，输出滤波电感会产生自激电动势，保持电流自左向右的流动（见图2-（2）电路），其电流路径为：L1→C3→C2→D2→L1。
半桥下开关管也处于高频开关状态，开关损耗大。
3）下管Q2导通期间下管Q2上施加驱动为高频SPWM波形，处于导通状态，上管Q1一直处于关断状态。
工作过程见图2-（3）电路，电流路径为：C2→C3→L1→Q2→C2。
4）下管Q2关断期间下管Q2上施加驱动为高频SPWM波形，处于关断状态。
一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法
一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法三电平DC-DC变流器（Three-Level DC-DC Converter）是一种常用于直流电源系统的拓扑电路，在不同电压级别之间进行能量转换的过程中起着重要作用。
本文将介绍三电平DC-DC变流器的拓扑电路以及共模电压抑制方法。
三电平DC-DC变流器的拓扑电路通常由两个半桥组成，每个半桥由两个功率开关和两个二极管构成。
其中，频率调制技术（PWM）被应用于实现灵活的电压调节和高效能量转换。
利用PWM技术，通过调整开关频率和占空比，可以控制输出电压的大小和方向，实现电能转换。
为了控制电压和电流的平稳输出，同时减少电磁干扰和电压波动，共模电压抑制方法被引入到三电平DC-DC变流器中。
共模电压是指在电路的不同部分之间存在的相对于地的电压差。
当共模电压过高时，可能会导致设备损坏或工作不稳定。
因此，必须采取措施来抑制共模电压的出现。
一种常见的共模电压抑制方法是使用滤波电感和电容的组合构建低通滤波器。
滤波器的作用是通过阻断高频部分的信号从而抑制共模电压的干扰。
滤波器的设计应该考虑电流和频率范围，并具有良好的抑制性能。
此外，通过合理布局和绝缘设计，可以降低共模电压的出现。
在电路设计过程中，仔细选择和布置元件、降低电磁干扰以及采用适当的绝缘措施，可以有效减少共模电压的影响。
综上所述，三电平DC-DC变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法对于直流电源系统具有重要意义。
通过合理设计和控制，可以确保稳定可靠的能量转换，并减少共模电压对电路的影响。
在实际应用中，需要根据具体要求和特定场景进行适当调整和改进，以实现最佳性能。
一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法
一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法三电平DC-DC变流器是一种常见的电力电子装置，用于转换电压等电力信号。
它的拓扑电路和共模电压抑制方法是关键技术，本文将详细论述该方面内容。
【引言】三电平DC-DC变流器是一种高效率、高性能的电力转换器，广泛应用于新能源发电、电动汽车驱动系统等领域。
其拓扑电路和共模电压抑制方法对性能和可靠性有着重要影响。
【拓扑电路】三电平DC-DC变流器的拓扑电路基本包括两个半桥逆变器和一个中性点充电电容。
通过控制两个半桥逆变器的开关状态，实现对输出电压的调节和转换。
该拓扑电路具有较高的电压转换效率和功率密度，适用于高功率应用。
【工作原理】三电平DC-DC变流器的工作原理是通过多级电平的输出，实现对输出电压的精确控制。
具体而言，当两个半桥逆变器的开关状态等效为不同的电平时，可得到多种输出电压级别。
通过适当调节开关状态，可以实现输出电压的平滑连续调节。
【共模电压抑制方法】在三电平DC-DC变流器中，共模电压是一个常见的问题。
共模电压是指在输出端和地之间的电压差，会影响到系统的性能和稳定性。
为了抑制共模电压，可以采用以下方法：1. 控制开关动态：通过合理控制半桥逆变器的开关状态，可以有效减小共模电压。
例如，可以采用交错控制方法，使得开关动态合理分布，减少共模电压的生成。
2. 中性点平衡控制：通过控制中性点充电电容的充放电过程，实现对共模电压的抑制。
可以采用多种控制方法，如自适应控制、PI控制等，保持中性点电压稳定，从而减小共模电压。
3. 滤波器设计：合理设计输出端的滤波器结构，可以有效滤除共模电压。
常用的滤波器包括LCL滤波器、无源滤波器等，可以通过优化滤波器参数来提高共模电压抑制效果。
【总结】三电平DC-DC变流器的拓扑电路和共模电压抑制方法是该领域的重要研究内容。
拓扑电路采用双半桥逆变器结构，通过精确控制开关状态实现多电平输出。
共模电压抑制方法包括控制开关动态、中性点平衡控制和滤波器设计等。
半桥三电平LLC变换器宽范围输出电压控制策略
2019年4月Power Electronics April2019半桥三电平LLC变换器宽范围输出电压控制策略王付胜，汪学胜，江冯林，张兴（合肥工业大学，电气与自动化工程学院，安徽合肥230009）摘要：半桥三电平LLC（HBTL-LLC）谐振变换器电压应力小、功率密度高、软开关范围大，因此受到广泛关注和应用，但存在输出电压可调范围小、软开关难以实现等问题。
这里在分析HBTL-LLC谐振变换器工作原理的基础上，提出一种3段式混合控制策略：增益较大时釆用调频控制，而在增益较低时釆用移相控制，若移相角达到实现软开关的临界值且增益仍然偏高，则釆用变频burst控制，从而扩大输出电压的调节范围，提高低压输出时的电源效率。
最后，设计了一台500V/15A样机并进行了相关分析和实验，结果验证了所提3段式混合控制策略的可行性和有效性。
关键词：变换器；半桥三电平；软开关；混合控制；宽范围中图分类号：TM46文献标识码：A文章编号:1000-100X（2019）04-0122-03A Wide-range Output Voltage Control Strategy forHalf-bridge Three-level LLC ConverterWANG Fu-sheng,WANG Xue-sheng,JIANG Feng-lin,ZHANG Xing{Hefei University of Technology,Hefei230009,China)Abstract:Half-bridge three-level LLC(HBTL-LLC)resonant converter has been widely concerned and applied due to its low voltage stress,high power density and large soft switching range,but it also has some problems such as small adjustment range of output voltage,difficulty in implementing soft switching,and so on.Based on the detailed analysis of the working principle of HBTL-LLC resonant converter,a three stage hybrid control strategy is proposed,that is,the frequency modulation control is adopted when the gain is high,and the phase shift control is adopted when it is low.If the phase shift angle achieves the threshold of soft switching and the gain is still high,the variable-frequency burst control is adopted to increase the regulation range of output voltage and improve the power efficiency at low voltage output.At last,a500V/15A prototype is designed and the related analysis and experiment are carried out.The results verify the feasibility and effectiveness of the proposed three stage hybrid control strategy.Keywords:converter；half-bridge three-level；soft switching；hybrid control；wide range1引言LLC谐振变换器具有初级开关管能够零电压开关（ZVS）开通、次级整流二极管能零电流开关（ZCS）关断等特性，因而开关损耗小、效率高，功率密度大，在蓄电池充放电、车载电源、光伏发电等领域得到广泛应用“。
半桥式电路和全桥式电路
全桥式电路和半桥电路首先，从电路图上可以很方便的看出一点明显的区别，就是开关管的数量不同。
半桥式电路的开关管数量少，成本也就相应的低。
全桥式电路有 4 只开关管，需要两组相位相反的驱动脉冲分别控制两对开关管，那就难免导致驱动电路的复杂。
半桥式电路由于只有两只管子，没有同时通断地问题，且其抗不平衡能力强，也就是说对duty 的要求不是很高，所以驱动电路相对于全桥就简单很多。
就抗不平衡能力，我们可以再看一下原理图，当半桥式电路工作在120VAC 时，电容中间的开关闭合，此时主要靠隔直电容Cb 来解决不平衡的问题。
产生磁通不平衡时，线路中会出现一个直流偏流，当这个直流偏流大到一定程度时就会出现磁通饱和，加了这个隔直电容，就可以使直流电不能通过，以达到抗不平衡的目的。
从另一个方面来说，当没有隔直电容时，会产生磁通不平衡，也就是铁心中会有剩磁出现，磁通不能恢复到零，剩磁积累到一定程度导致铁心饱和。
而加了这个电容，当变压器线圈续流能量过多时，就会给Cb 充电（C1 、C2 两端电压一定，所以可吸收的能量也一定），使多余的能量不会储存在线圈里，形成剩磁，从而解决磁通不平衡的问题。
在这个时候，全桥与半桥的工作原理就很相似。
当半桥电路工作在220VAC 状态时，就不需要隔直电容的存在了。
因为此时两个滤波电容中点的电压是浮动的，它可以自动对两边的电路进行调节，以达到平衡。
当在某一周期，电感续流给C2 充电时，能量过多，C2 两端电压就会偏高一点，本来会产生剩磁的能量就储存在电容内了，同时C1 两端电压会相应偏低一点，下一个周期C2 放电时，由于duty 不变，就不会把多余的能量全部释放掉，也就是说，C2 两端的电压仍会比正常值偏高一点，但已经没有高那么多了，接着是C1 放电，由于它的电压比正常值偏低，释放的能量也会少一些，继续使C2 两端电压降低，直至达到一个新的平衡。
简单的说就是两个电容把变压器内多余的能量自动进行分配，直至平衡，而不产生剩磁。
桥式变换器电路
推挽型变换器的电路推挽型变换器的电路图：推挽型变换电路S1和S2轮流导通，将在二次侧产生交变的脉动电流，经过全波整流转换为直流信号，再经L、C滤波，送给负载。
由于电感L在开关之后，所以当变比为1时，它实际上类似于降压变换器。
推挽型变换器的电路图：推挽型变换电路S1和S2轮流导通，将在二次侧产生交变的脉动电流，经过全波整流转换为直流信号，再经L、C滤波，送给负载。
由于电感L在开关之后，所以当变比为1时，它实际上类似于降压变换器。
半桥型变换器的电路图半桥型变换器的电路图半桥型变换器的电路图当S1和S2轮流导通时，一次侧将通过电源-S1-T-C2-电源及电源-C1-T-S2-电源产生交变电流，从而在二次侧产生交变的脉动电流，经过全波整流转换为直流信号，再经L、C滤波，送给负载。
同样地，这个电路也相当于降压式半桥型变换器的电路图半桥型变换器的电路图当S1和S2轮流导通时，一次侧将通过电源-S1-T-C2-电源及电源-C1-T-S2-电源产生交变电流，从而在二次侧产生交变的脉动电流，经过全波整流转换为直流信号，再经L、C滤波，送给负载。
同样地，这个电路也相当于降压式拓补结构。
全桥变换器电路全桥变换器电路图片1 当S1、S3和S2、S4两两轮流导通时，一次侧将通过电源-S2-T-S4-电源及电源-S1-T-S3-电源产生交变电流，从而在二次侧产生交变的脉动电流，经过全波整流转换为直流信号，再经L、C滤波，送给负载。
这个电路也相当于降压式拓补结构。
全桥变换器电路当S1、S3和S2、S4两两轮流导通时，一次侧将通过电源-S2-T-S4-电源及电源-S1-T-S3-电源产生交变电流，从而在二次侧产生交变的脉动电流，经过全波整流转换为直流信号，再经L、C滤波，送给负载。
这个电路也相当于降压式拓补结构。
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半桥、全桥式三电平转换器电路
在半桥式转换器电路中，两个开关管所承受的电压应力为Ui，由于此电路常用于高压转换器中，故为了降低电压应力，可以采用二极管钳位三电平逆变器电路，它有四个开关管如图1 所示。
这时每个开关管所承受的电压应力为。
选择半桥分压电容上的电压（即）作为钳位电压。
但考虑到串联管的开关特性不一致，关断时，先关断的开关管承受的电压小于，后关断的开关管承受的电压大于，甚至为Ui，为此加入了钳位二极管。
二极管的方向按开关管流入极或流出极进行判断，对流入极，二极管D1 的阳极接向钳位电源中点，对流出极，二极管D2 的阴极接向钳位电源中点。
按照同样的方法可以构成全桥式三电平转换器电路如图2 所示。
图1 半桥式三电平转换器电路
图2 全桥式三电平转换器电路
tips:感谢大家的阅读，本文由我司收集整编。
仅供参阅！。