基于UC3845的横机专用输出大功率开关电源
基于UC3845的横机专用4路输出大功率
开关电源
目录
一横机专用开关电源背景
二横机专用开关电源系统级分析
2.1技术指标
2.2拓扑结构
2.21反激式开关电源
2.22正激式开关电源
2.3工作模式
2.31DCM模式
2.32CCM模式
2.4系统框架
三横机专用开关电源电路级设计
3.1主回路
3.11输入保护电路
3.12降功耗的EMI滤波电路
3.13整流电路
3.14输出电路
3.2 13V辅助输出电路
3.21高频变压器
3.22钳位电路
3.23反馈电路
3.24控制电路
3.25输出电路
3.3 24V输出电路
3.31高频变压器
3.32钳位电路
3.33反馈电路
3.34控制电路
3.35输出电路
3.4 12V输出电路
3.41高频变压器
3.42钳位电路
3.43反馈电路
3.44控制电路
3.45输出电路
3.5 5V输出电路
3.51高频变压器
3.52钳位电路
3.53反馈电路
3.54控制电路
3.55输出电路
四实验
附录A电路原理图
附录B PCB和实物
一、横机电源背景
21 世纪是建设可持续发展的社会，提倡的是节约资源，提高能效，环境友好。由于开关电源在体积、重量、功能和能耗等方面有显著优势，而且稳定性很高，因此它正广泛应用于通信、航天、家电等领域。随着技术的发展，高功率密度、高变换效率、高可靠性、低污染己成为开关电源的发展方向。
本设计开关电源是为满足针织横机的供电需要，基于当前流行的单片集成开关电源芯片UC3845设计的一款四路集成电源。该电源可靠性高、功率密度大、抗干扰能力、输出电压稳定，高效率、体积小等特点。为用户节约了安装空间，方便了用户的安装使用，提高了人工的安装效率。
二、横机专用开关电源系统级分析
2.1 技术指标
四路集成电源技术指标
序号技术参数备注
1 电源输入：AC220V单相输入
A 误差范围175V ~ 275V
B 电源频率50Hz±10%
2 电源输出：V1：5V6A、V2：12V5A、V3：24V14.6A、V4：24V14.6A。
①5V电源输出(主电源)：
A 输出电压+5V 出厂调到5.2V
B 输出电流6A
C 电压调整率<1%
D 负载调整率<1%
E 纹波噪声（P-P值）100mVmax
②12V电源输出
A 输出电压12V 出厂调到12.10V
B 输出电流5A
C 电压调整率<1%
D 负载调整率<2%
E 纹波噪声（P-P值）200mVmax
③24V1电源输出
A 输出电压+24V（22-28可调）出厂调到24.5V
B 输出电流14.6A
C 电压调整率<2%
D 负载调整率<2%
E 纹波噪声（P-P值）350mVmax
④24V2电源输出
A 输出电压+24V （22-28可调）出厂调到24.5V
B 输出电流14.6A
C 电压调整率<2%
D 负载调整率<2%
E 纹波噪声（P-P值）350mVmax
3 效率(85%)min
2.2 拓扑结构
最基本的 DC-DC 变换电路拓扑有降压型（Buck ）变换器、升压型（Boost ）变换器、升降压型（Buck-Boost ）变换器三种[3]。而这三种变换器和高频变压器组合在一起又可以衍生出正激式、反激式等变换器，由正激、反激变换器又可以衍生出推挽、半桥、全桥等变换器。可以说 DC-DC 变换电路拓扑结构多种多样，这就需要我们在实际应用中根据不同的场合选择合适的电路拓扑结构，从而能使电源的性能达到最佳。下面对几种主要的带变压隔离器的 DC-DC 变换电路拓扑做简要介绍。
2.2.1 单端正激式变换器
如图 2.1 所示，在 Buck 型变换器的开关管和续流二极管之间加入高频变压器就衍生为单端正激式变换器，其中高频变压器起到隔离输入和输出电路的作用。之所以称之为正激变换器，是因为在开关管导通时，能量由输入端传送到输出端。其高频变压器的铁芯只工作在磁化曲线第一象限，而且由于它是正激工作方式，本身不具有磁复位的功能，因此，为了能防止磁累积造成的磁饱和，需要添加磁复位电路。
V in
Q 1
D 1C 1
C R
L 1V O P 1
S 1
I P I S D2
图2.1 单端正激式变换器
工作原理：当 Q 导通时，依据 N1 和 N2 的同名端关系，能量由副边绕组传到输出端，当 Q 关断时，一方面电感 L 和续流二极管 VD2 构成回路继续对负载 R 供电，一方面通过 VD1 将磁芯剩余能量传回电源，完成磁复位。正激变换器具有开关管峰值电流小，损耗小，输出纹波电压小等优点。但是由于变压器是单向励磁的，利用率低。多应用于中小功率场合。
2.2.2 单端反激式变换器
如图 2.2 所示，单端反激式变换器是在 Buck-Boost 变换器的基础上演变而来的。与正激变换器不同的是，在开关管导通时，能量先储存，到开关管关断时，再向输出端提供能量。因此高频变压器不仅起到电气隔离作用，还具有储能作用。反激式变换器的高频变压器为保证在能量不完全传递的情况下磁芯不饱和，必须加入气隙，而且又要满足在二次侧电流不连续，即在能量没有完全传送的条件下稳定输出电压 Vout 的要求，也必须增加气隙来调整电感量，而随之带来的缺点就是在开关管关断时会引起电压尖峰，损害开关管，因此必要时要在电路中增加吸收电路。
V in
Q 1
D 1
C 1
C
R
L 1V O
P 1
S 1I P I S
图2.2 单端反激式变换器
工作原理：当 Q 导通时，由于 N1 和 N2 的同名端关系，VD1 承受反向电压截止，能量存在原边电感中，当 Q 关断时，N2 极性反转，VD1 导通，向负载 R 供电。同时变压器磁芯也完成磁复位。反激式变换器具有结构简单、成本低、驱动简单、可靠性高、适合多路输出等优点，多应用于 150W 以下的开关电源场合中。
2.3 工作模式
工作方式选取：反激式开关电源主要有连续工作模式（CCM ）和断续工作模式（DCM ）两种工作方式。在 PWM 脉冲的作用下开关管导通，输入端电压加在变压器原边，原边绕组存储能量，当开关管关断时，变压器存储的能量开始流向负载，两者的区别就是若在下一
个脉冲到来之前，变压器存储的能量释放完毕，那么就是 DCM 模式，反之就是CCM 模式。简单地说 DCM 就是能量完全传递，CCM 就是能量不完全传递。其中 DCM 模式的优点是高频变压器较 CCM 模式体积小；且在反向电压出现前二极管电流就降为0，由 di/dt 可知，可以大大降低 EMI ，在本设计中采用的是 DCM 模式。 2.3.1 DCM 模式下相关参数的分析
DCM 模式下变换器主要波形如图2.3所示。
on T I N U /初级电压
S
T t
z T on T S
T z T t
t
/P I 初级电流/S I 次级电流0
0on T z T S
T
图2.3 DCM 模式下主要波形
图中，T on 为功率开关管导通结束时刻；T z 为次级电流发生断续时刻；T S 为功率开关管关断结束时刻，即工作周期；U IN 为初级输入电压；I P 为初级电感电流；I S 为次级电感电流。
功率开关管的最大占空比由最小输入电压和感应电压、功率开关管漏-源导通电压决定，一般u=85~265V 的宽范围交流输入条件下，感应电压的允许范围为90V~150V ，当u=110V ±15%时，可选感应电压为65V 。
max I m ()
100%OR
OR N in DS ON U D U U U =
?+-
由于反激式开关电源中高频变压器起到储能电感的作用，因此高频变压器可以类似于设计电感。因此一次侧电感量L P 为
2
2O
P R P L I f
η=
初级电感平均电流为
max min
max
2P P AV I I I D +=
式中：I Pmin 为初级最小电流，I Pmax 为初级峰值电流，由于工作于DCM 模式，I Pmin=0。
m i n
O
AV IN P I U η=
将式(3)代入式(4)，可得初级峰值电流为
max max min
2O
P IN P I D U η=
初级有效电流为
max
max
3
PRMS P D I I = 初级电感线径为
1 1.13PRMS
I D J
=?
开关管截止时，功率器件承受的峰值电压为
max max P IN OR L U U U U =++
面积乘积法仍为选择磁芯的一种有效方法。其表示磁芯有效截面积与窗口面积的乘积，根据计算的AP 值，即可查表找出所需磁芯的型号。不连续模式时，磁芯面积乘积值的计算公式为
4w e 0.433(1)A A =
10O
w M P AP K DJB f
ηη+=?
式中：
K W 为窗口利用系数，一般取0.35； J 为电流密度，一般取400A/CM 2；
B M 为磁芯最大磁通密度，一般取0.25T ；
由于交流输入端电压不同，功率开关管占空比不同，一般初级匝数N P 可根据工频电压来计算
4
10IN P M U D N B f
?=
考虑到次级输出回路超快恢复二极管正向导通压降为0.8V ，可得变压器匝数比为
0.8
OR P
S O U N n N U =
=
+ 次级匝数N S 为
P S N N n
=
初级平均电流可用输出端负载来表示，则可写为
O
AV INmin P I U η=
初级峰值电流为
max max min
2O
P IN P I D U η=
次级峰值电流取决于初级峰值电流和初、次级的匝数比n ，可得
max max S P I nI =
次级有效电流为
max
max
1-3SRMS S D I I =
高频变压器输出端线径sm D 为
1.13
S R M S
sm I D J
=? 功率开关管导通时，变压器初级电压感应到次级，次级二极管截止，二极管承受的峰值电压为
max
max IN S O
U U U n =
+
2.3.2 CCM 模式下相关参数的分析
CCM 模式下变换器主要波形如图2.4所示。
on T I N U /初级电压
S
T t
on
T S
T t
t
/P I 初级电流/S I 次级电流0
on
T S
T
图2.4 CCM 模式下主要波形
图中，T on 为功率开关管导通结束时刻；T S 为功率开关管关断结束时刻，即工作周期；U IN 为初级电压；I P 为初级电感电流；I S 为次级电感电流。
根据磁通平衡定律，MOSFET 导通期间磁通增加量等于截止期间磁通减小量，则
min
()max 1
()
max 2
0.8(1)IN S
O S
U D T N U D T N φφ+-?=+=?=-
则输出电压O U 表达式为
S
P
0.8O OR N U U N =
- 由于反激式开关电源中高频变压器起到储能电感的作用，因此高频变压器可以类似于设计电感。因此一次侧电感量L P 为
2
2O
P R P L I f
η=
初级电感平均电流为
max min
max
2P P AV I I I D +=
式中：I Pmin 为初级最小电流，I Pmax 为初级峰值电流。
min O
AV IN P I U η=
将式(22)代入式(23)，可得初级峰值电流为
()max max min 11max
2(2-)10.5O AVG
P IN RP RP P I I D V K K D η=
=-?
max min
1max max
P P R
RP P P I I I K I I -=
=
为初级电流脉动系数，取值范围为0和1之间；在连续电
流模式时11RP K <；不连续模式时11RP K =。
初级有效电流为
21max 1max 13RP PRMS
RP P K I D K I ??
=?-+? ???
初级电感线径为
1 1.13PRMS
I D J
=?
开关管截止时，功率器件承受的峰值电压为
max max P IN OR L U U U U =++
式中，L U 为漏感产生的尖峰脉冲。
连续模式时，磁芯面积乘积值的计算公式为
4
10.433(1)10O
w M RP P AP K DJB K f ηη+=
?
由于输入端交流电压不同，功率开关管占空比不同，一般初级匝数N P 可根据工频电压
来计算
4
10IN P M U D N B f ?=
考虑到超快恢复二极管还有正向导通电压0.8V ，可得变压器匝数比为
max min max (1)(0.8)0.8
IN OR P
S O O D U U N n N D U U =
==
-++ 次级匝数N S 为
P S N N n
=
初级平均电流可用输出端负载来表示，则可写为
O
AV INmin
P I U η=
初级峰值电流为
()m a x m a x 10.5AV
P RP I I K
D =
-?
次级峰值电流取决于初级峰值电流和初、次级的匝数比n
max max S P I nI =
2RP K 是次级电流在占空比为max 1D -时的比例系数。因此，次级有效电流SRMS I 为
()22max 2max 113RP SRMS RP S K I D K I ??
=-?-+? ???
高频变压器输出端线径sm D 为
1.13SRMS
sm I D J
=?
（其中J 值取经验值J =2-6(A/mm 2) )
功率开关管导通时，变压器初级电压感应到次级，次级二极管截止，二极管承受的峰值电压为
max
max IN S O U U U n
=
+ 2.4 系统框架
本设计的四路输出大功率开关电源，整体架构如图2.5所示。主要包括输入保护电路、EMI 滤波电路、整流电路、输出电路；13V 辅助输出的RCD 钳位电路、变换器电路、辅助输出电路、反馈电路、控制电路；24V1、24V2、5V 、12V 输出的RCD 钳位电路、变换器电路、
辅助输出电路、反馈电路、控制电路。
输入保护电路
EMI 滤波电路整流电路
RCD 钳位电路变换器电路主输出电路反馈电路
控制电路
RCD 钳位电路
变换器电路
辅助输出电路
反馈电路
控制电路输出电路
图2.5 CCM 模式下主要波形
工作过程：工作过程分析：接入 220V 交流电 u i ；经过保护电路之后；进行 EMI 电磁滤波，滤除电源接入噪声和自身噪声干扰；桥式整流为 310V 左右的直流电压；通过反激式主变换电路进行电压变换，主电路包括高频变压器、RCD 钳位电路和功率开关管；经过变压器二次侧变换之后送至后级整流电路进行整流滤波；如输出滤波效果不明显，可增加后级滤波电路；在交流输入电压波动时，为了保证输出稳定，需要进行负反馈调节，从后级输出 U o 端进行采样，采样信号送至控制电路，经过取样、比较、放大等环节产生比率可调的脉冲信号来控制开关管作出相应调整，从而使输出稳定。
三 横机专用开关电源电路级设计
3.1 主回路
本研究所设计的横机专用开关电源主回路电路原理图如图3.1所示，主要包括输入保护电路、降功耗的EMI 滤波电路、整流电路、输出电路。接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。
图3.1 主回路电路原理图
3.11 输入保护电路 （1）保险丝
稳定运行时，主回路电流
O INmin P 800
I ==5.38A U 0.85*175
η=
由于满载启动时，启动电流一般为2-3I ，因此选保险丝为15A 。 （2） 压敏电阻
标称电压：275V(AC)当交流输入电压为220V ±10%，常用10D471K （3） 防雷管
AC220V 电源口过压保护放电管常用 LT-B8G800L 。 （4） 限流电阻
由于继电器未通电时，13V 输出部分功率为8W ，主回路电流为
O INmin P 8
I ==0.0538A U 0.85*175
η=
起动电流为2-3I ，选用10W 51R 的线绕电阻。 3.12 降功耗的EMI 滤波电路 （1）EMI 滤波电路
C2 、C3构成共模电容，抑制中频范围内的谐振峰值；共模电感L 用来抑制1MHz 以下的低频和中频干扰；C1、C4构成串模，R1、R2为泄放电阻，选取2个1M 电阻，当交流电源断开时可将C4存的电荷泄放掉。 （2）继电器电路
选用JQC-3FF 12VDC ，工作电压范围为9V-14.4V 。当13V 生成时，继电器导通，主回路不在经过限流电阻R3。其中，D1（FR107）是在交流输入断电时，13V 形成回路，吸收电压余量。
3.13 整流电路 （1）整流桥 反向击穿电压
max 1.252 1.25*1.414*265468BR U u V ≥==
有效值电流
min 22*800
15.3cos 0.85*175*0.7
O BR P I A u η?≥
==
平均电流
AV BR 0.65*9.945I I A ≥=
选用KBU 1510，其最大耐压为1000V ，最大平均耐流为15A ，符合要求。 3.14 输出滤波电路 （1）滤波电容
交流输入电压为220V 情况下的输出电容电压波形如图3.2所示。
图3.2 输出电容电压波形
通常取脉动电压为5%-10%左右。 滤波电容的储能应该大于输入能量
22Im 1
(2)12()2O min in C P C u V t f
η-≥-
式中， C t 为整流桥导通时间为3ms 。Im in V 取282V 。 可求得： 900I C uF =
由于900uF 电容体积过大，且滤波效果不如3个并联的300uF 电容，因此选用3个300uF 铝电解电容。 （2）泄放电阻
其中R4、R5是交流输入中断时，C8、C9、C10的泄放电阻。选取2个1M/0.25W 电阻。
3.2 13V 辅助输出电路
本文所设计的13V 辅助输出电路是反激式开端电源，其主要包括高频变压器、钳位电路、反馈电路、控制电路、输出电路等，电路原理图如3.3所示。接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。
图3.3 13V 辅助输出电路原理图
3.21 高频变压器的设计 （1）磁芯选择
10O P W =；i
13*0.77
P =200.5
O
P W
η
=
= 根据输出功率与磁芯尺寸的关系，磁芯：EE16 磁芯材料：PC40，骨架：EE16PIN ：5+5卧式
（2）最大占空比
由于13V 输出电路是轻载电路，因此工作效率较低，假定效率为0.5，工作与DCM 模式最大占空比为
max 86
D =
0.3
86+210-10
= （3）初级线圈
a 初级平均电流
min 10
0.0950.5*210
O AV IN P I A
U η=
== b 初级峰值电流
max max 0.095
0.633(10.5)0.5*0.3
AV P RP I I A
K D =
==- c 初级电感
222210
=1488uH 0.50.63367k
O P R P L I f η?=
=?? d 初级有效电流
max
max
=0.2A 3PRMS P D I I =
e 初级线径
1 1.130.2PRMS
I D mm J =?
=
取（J=6A/mm2）
初级电感线径选用公制螺线线径φ0.2mm 。 （4）初次级匝数 a 初级匝数
41090()
IN P M RP U D N B K f ?==匝
取U IN 为220V 交流输入，则D=0.22，一般取B M 为0.2T-0.3T 。
=61.2OR P S O U N n N U =
=+
b 次级线圈
_5=15P
S N N n
+=
匝
（5）次级线圈 a 次级峰值电流
max max =3.798A
S P I nI =
b 次级有效电流
max
max
1-=1.8A 3SRMS S D I I = c 次级线径
1.13=0.62mm SRMS
sm I D J =?
取（J=6A/mm 2）
次级电感线径选用公制螺线线径φ0.33*2mm 。 （6）绕制方法
绕组序号 绕线方向 线径（mm ） 匝数 电感 起绕脚 结束脚
N1 第1层（最
里） 0.2 45 1416UH 5 4 N2 第2层 0.18*2 15 1
2 N
3 第3层 0.18*2 15 6 7 9 10 N4
第4层
0.2
45
4
3
采用三明治绕法：通常将一次绕组分成两部分，一半（45匝）绕最里层即，一半(45匝)绕最外层，二次绕组（15匝）夹在中间层，有效减少漏感。 磁屏蔽：将一个簿铜片环绕在变压器外部。
3.22 钳位电路设计
a 无源 RCD 钳位电路分析
当功率 MOS 管开通时，由于这时变压器单端反激式开关电源研究与设计起到储能的作用，故漏感 L1可一并算入初级电感中，钳位电路中的二极管 D 两端所加的电压反向而关断，这时钳位电路与主电路断开。当功率MOS 管关断时，变压器漏感 L1中能量转移到钳位电容 C 中，并消耗在电阻 R 上，这样功率MOS 管的关断电压尖峰得到了有效的抑制。
b 参数计算
定钳位电容的峰值最大电压为 ，其中系数 0.9 是降额使用系数，计算公式为：
Cmax max max V 0.9DS in V V =- 其中计算漏源间电压的经验公式为：
max max (1.4*1.5*)20DS in OR V V V =++
将以上两式综合，得
Cmax V 142V = R 上消耗的功率为：
L=16uH
22Cmax Cmax 2V 2V 98R P R K P LI f
===，取100K 。
钳位电容的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，但不能过
大，以免降低变压器效率。通常取脉动电压 V 钳位电压的 5 %本设计取最大值为 15%，通过下式来确定
Cmax
Cmax V 0.99V C nF Rf
=
=?，取102。
3.23 反馈电路的设计
根据S8050的datasheet 可知，三极管处于线性发大区时，CEO U =1V ，此时，BEO U =1V ，那么输出电压为13V ，Vfb=1V 。 3.24 控制电路
查看FSQ100数据手册可知。供电电压范围为9V-20V ；反馈电压引脚Vfb 电压范围为0.5V-2.5V 。图中，C710起到储能作用，由数据手册可知，选值为10uF-47uF ，这里选为22uF ，R705是泄放电阻，当交流输入中断时，泄放时间常熟一般小于1s ，R=30K,RC=0.66s 。C712为高频滤波电容，R704泄放电阻。 3.25 输出电路 a 滤波电容 次级有效电流
max
max
1-=1.8A 3
SRMS S D I I = 纹波电流
22221.81 1.5ARMS SRMS AV I I I A =-=-=
选用两个220uF/10V 电容。由经验公式可得电容的ESR 为
6
065*10147.5ESR R m C
-===Ω
则由ESR 引进的纹波电压
*221PP ARMS V I ESR mV ?==
另外，加入一高频滤波电容C707，滤除高频噪声。 b 发光二极管
采用发光二极管检测输出。其导通电流为1mA-10mA ，配上限流电阻R33(2K)。导通电流为5mA 。
3.3 24V 输出电路
本文所设计的24V 输出电路是正激式开关电源，主要包括高频变压器、钳位电路、反馈电路、控制电路、输出电路等。接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。 3.3.1 高频变压器的设计 （1）磁芯选择
350
O P W =；i 2414.6
P =4120.85
O
P w
η
?=
= 根据输出功率与磁芯尺寸的关系，芯：EI40 磁芯，材料：PC40，骨架：EI40 PIN ：7+7卧
（2）最大占空比
取=0.85η，max D =0.42
min 175*1.2210IN U V ==，max 265*1.414375IN U V ==
（3）初次级线圈
a 初级线圈
初级输入电流为
P min max 350
4.67**210*0.42*0.85
o IN P I A U D η=
==
初级有效电流为 P max * 3.02RMS P I I D A ==
初级线圈线径为
1.13=1.14mm PRMS
sm I D J
=?
初级电感线径选用公制螺线线径φ0.54*2。
采样电阻
1
0.1781.2*S PM
R I ≤
=
一次电感
EI 型磁芯规格及参数
型号 A B C D E
F H
Ae (c ㎡) Le (cm) Ve (cm3) AL
nH/N2
μe EI16 16 — — 5 12.2 — 2 0.198 3.46 0.67 1100 1575 EI19 20 — — 5.2 13.55 — 2.3 0.24 3.96 0.95 1400 1825 EI22
22 12.6 6 6 14.3 10.3 4.5 0.42 3.93 1.63 2400
2255 EI25 25.3 19 6.5 7 15.3 12.2 2.7 0.41 4.7 1.927 2140 1962 EI28 28 18.6 7.5 11 16.5 12.0 3.5 0.86 4.82 4.145 4300 1960 EI30 30 19 11 11 21 16 5.5 1.11 5.80 6.44 4750 1984 EI33 33 — — 13 23.5 — 9.7 1.185 6.75 8.00 4450 2030 EI35 35 24.5 10 10 24 18 4.6 1.01 6.71 6.80 3950 2100 EI40 40 26.8 12 12 27.25 21 7.5 1.48 7.7 11.3 5000 2070 EI50 50 34 15 15 33 24.5 9 2.3 9.4 21.6 6300 2070 EI60
60 44 16 16 36 28 8.5 2.47 10.9 27.1 6000
2126
22
*45*5000 1.01P P L L N A mH === 为了防止在控制开关K 关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关电源变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。N3匝数与N1匝数相同，45匝。另外选择HER208G 对反电动势进行限幅，并把限幅能量返回给电源，对电源进行充电。 （4）初次级匝数 a 次级匝数
0min 60.7L F
S U U U V D ++=
=
max 43
60.7*0.42130.3*143*10*209.8*10S S e V D N BA f -===?
其中，f=209.8K ，2e A =143cm ，B=0.3T ? b 初级匝数
60.7
0.289210
n V
=
= 45
S P N
N n
== （5）次级线圈
取流经扼流圈的电流一般为输出电流的0.06。
max 101()820.06S F o o
V V V D T
L uH
I --=
= 次级有效电流
22(0.06)14.6SRMS o o I I I A
=+≈
次级线径
1.13=3.05mm SRMS
sm I D J =?
取（J=2A/mm 2）
次级电感线径选用公制螺线线径φ0.7*5。 （6）绕制方法
绕组顺序：从里至外N1、N2，N3， N4 线径与匝数： 绕组序号 绕线方向 线径（mm ） 匝数 电感
起绕脚 结束脚
N1 第1层（最里） 0.54*4 23 9.16MH 1 2 7
N2 第2层 0.7*5 13 13 14 9 10 11 N3 第3层 0.54*2 22 7 3 4 N4
第4层
0.3
45
6
5
采用三明治绕法：通常将一次绕组分成两部分，一半绕最里层即45匝，一半绕最外层，二
次绕组夹在中间层，有效减少漏感。
磁屏蔽：将一个簿铜片环绕在变压器外部。
3.32 钳位电路设计 钳位电路是RCD 吸收电路如图3.3所示。
图3.4 24V 输出RCD 电路原理图
a RCD 钳位电路分析
当功率 MOS 管开通时，由于这时变压器单端反激式开关电源研究与设计起到储能的作用，故漏感 L1可一并算入初级电感中，钳位电路中的二极管 D 两端所加的电压反向而关断，这时钳位电路与主电路断开。当功率MOS 管关断时，变压器漏感 L1中能量转移到钳位电容 C 中，并消耗在电阻 R 上，这样功率MOS 管的关断电压尖峰得到了有效的抑制。 b 参数计算
钳位电容的峰值最大电压为 ，其中系数 0.9 是降额使用系数，计算公式为：
Cmax max max V 0.9DS in V V =- 其中计算漏源间电压的经验公式为：
max max (1.4*1.5*)20DS in OR V V V =++
将式（2）代入式（1），得
Cmax V 142V = R 上消耗的功率为：
L=16uH ；22Cmax Cmax
2V 2V 98R P R K P LI f
===，取100K 。
钳位电容的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，但不能过
大，以免降低变压器效率。通常取脉动电压V 钳位电压的 5 %-15%本设计取最大值为 15%，通过下式来确定
Cmax
Cmax V 0.99V C nF Rf
=
=?，取102。
3.33 反馈电路设计 反馈电路设计是配TL431的光耦反馈电路。
图3.5 24V 输出反馈电路原理图
TL431R 端电压为2.5V ，要求基准电流范围为250uA-2.5mA 。选取R dowm 即R111为1K ，反馈电流为2.5mA,符合要求，在设计电路时，为了实现输出电压可调，R UP 由一个普通电阻和滑动变阻器组成，RC1为2K 可调电阻，R110为8.2K 电阻，调动滑动变阻器使得输出维持在24V 。
图3.6 PC817元件特性图
由上图可知，C 脚的电流为5mA 时，有很好的线性特性，选用PC817B 作为光耦，其具有良好的线性特性，电流传输比为130%-260%，那么I F 可取值为2mA-3mA 。选取R114为6.28K 电阻。由于TL431的I ka 电流范围为1mA-100mA ，F F ka
V +I R314
R313=20K I
，选取
R313为20K 。
3.34 控制电路设计
采用UC3845B 的控制芯片，电路分为软启动电路、电压反馈电路、电流反馈电路、PWM 驱动电路、振荡电路、谐波补偿电路。
图3.7 24V 输出控制电路原理图
a 软启动电路
根据UC3845B 典型电路设计，选取C107为104，R103为1M ，C107经R103向其充电，D102加快充电速度，D101的作用使得UC3845的C 脚电压逐渐升高。 b 电压反馈电路
采用V FB 接地，UC3845B 的C 脚直接接光耦的方式。
c 电流反馈电路
采样初级峰值电流，根据高频变压器设计，
P 1
1.2*I S R ≤，
选R106为0.15欧姆，经R104、
C108的滤波电路给UC3845B 的3脚，R104典型值为1K ，C108典型值为471。 d PWM 驱动电路
根据IGBT 的最大耐压值，耐流值，以及驱动电流，选用2SK3878，其最大耐压值为900V ，耐流值为9A ，根据datasheet ，栅极驱动电阻选为22欧姆。
同时，为了确保 MOS 管的可靠关断，在这里加入一个阻值为 5.1K 的下拉电阻 R107。 e 振荡电路
选用R101为8201，C301为102，振荡频率为209.8kHz 。 f 补偿电路
C 脚电流补偿：R102取2001，提供补偿电流给C 脚。
谐波补偿：另外采用单电容补偿方式，对，将芯片内部振荡信号经过电容CA11叠加到峰值电流采样端，实现斜坡补偿。这样一来，既简化了补偿电路又降低了对工作频率的影响。其中CA11+C108《C101，选为201。 3.35 输出电路设计 输出电路是LC 滤波电路如图3.8所示。
图3.8 24V 输出电路原理图
a 整流二极管
选用ESAD92-02，最大耐流值为20A ，最大耐压值为200V ，正向导通压降为0.95V 。配合典型的RCD 吸收电路，R 为10Ω/3W,C 为102/1KV 。 b 发光二极管
采用发光二极管检测输出。其导通电流为1mA-10mA ，配上限流电阻R13(5.1K)，导通电流为4.51mA 。 c 滤波电路
选取正激式开关电源纹波电流为输出电流的0.06I o
0.060.876SRMS o I I A ==
选用4个2200uF/35V 电容。由经验公式可得电容的ESR
6
065*107.39ESR R m C
-===Ω
则由ESR 引进的纹波电压
* 6.5PP ARMS V I ESR mV ?==
另外增加C113滤除高频噪声，又输出电压频率一般为开关频率的0.2，所以容值选择105，通常为和RF1作为泄放电阻，取1K/3W 。
3.4 12V 输出电路
本文所设计的12V 输出电路是反激式开关电源，主要包括高频变压器、钳位电路、反馈电路、控制电路、输出电路等。接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。 3.4.1 高频变压器的设计 （1）磁芯选择
i 512
P =
70.60.85
O
P W
η
?=
= 根据输出功率与磁芯尺寸的关系，磁芯：EER28磁芯材料：PC40骨架：EER28PIN ：6+6卧式。
（2）最大占空比
取OR U =110V ，
=0.85η，max 110
D =0.355
110+210-10
= （3）初级线圈 a 初级平均电流
min 12*5
0.3360.85*210
O AV IN P I A
U η=
== 取0.9RP
K =
b 初级峰值电流
max max 0.336
1.72(10.5)0.55*0.355
AV P RP I I A
K D =
==- c 初级纹波电流 max 1.55R P RP I I K A == d 初级电感
2222*12*5
3420.85*1.55*172O P R P L uH I f K
η=
== e 初级有效电流
2max max 10.6233RP PRMS
RP P K I D K I A
??=?-+?= ???
f 初级线径
21 1.130.63PRMS
I D mm J =?
=
取（J=2A/mm 2）
初级电感线径选用公制螺线线径φ0.3*3(mm)。 （4）初次级匝数 a 初级匝数
41042()
IN P M RP U D N B K f ?==匝
取U IN 为220V 交流输入，则D=0.178，一般取B M 为0.2T-0.3T 。
_5_50.8OR P
S O U N n N U ++=
=
+
b 次级匝数
_5=5P
S N N n +=
匝
（5）次级线圈
次级峰值电流
max max =14.45A
S P I nI =
次级有效电流
()22max 2max 119.173RP SRMS
RP S K I D K I A
??
=-?-+?= ???
次级线径
1.13=1.39mm SRMS
sm I D J =?
取（J=6A/mm 2）
次级电感线径选用公制螺线线径φ0.75*2(mm) （6）绕制方法
绕组顺序：从里至外N1、N2，N3 线径与匝数： 绕组序号 绕线方向
线径（mm ） 匝数
电感 起绕脚
结束脚 N1 第1层（最里） 0.3*3
21 304UH 1 2 3 N2
第2层
0.3*8*2 5
11 12
8 9
N3 第3层
0.3*3 17 3 4 5 采用三明治绕法：通常将一次绕组分成两部分，一半绕最里层即21匝，一半绕最外层，二次绕组夹在中间层，有效减少漏感。
磁屏蔽：将一个簿铜片环绕在变压器外部。
3.4.2 钳位电路设计 钳位电路是RCD 吸收电路如图3.9所示。
图3.9 12V 输出钳位电路原理图
A RCD 钳位电路分析
当功率 MOS 管开通时，由于这时变压器单端反激式开关电源研究与设计起到储能的作用，故漏感 L1可一并算入初级电感中，钳位电路中的二极管 D 两端所加的电压反向而关断，这时钳位电路与主电路断开。当功率MOS 管关断时，变压器漏感 L1中能量转移到钳位电容 C 中，并消耗在电阻 R 上，这样功率MOS 管的关断电压尖峰得到了有效的抑制。
新型大功率开关电源的研究与仿真 开题报告
1.1理论意义 随着电子技术的高速发展，电子系统、电子设备的种类愈加丰富多样，人们和这些设备和系统之间的关键也日益紧密。电子设备不可能离开电源独自存在，一个可能且性能稳定的开关对于电子设备的正常运行也是有着举足轻重的作用。开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳压电源，通过控制开关的占空比来调整输出电压。传统的开关设备具有很多可靠性，线性稳压电源输出的电压具有波纹小，稳定的优点，但是要保持这些优点，通常对于变压器和滤波器的体积和重量都有要求[1]。大功率开关电源以体型小、质地轻和高效能的工作优势被广泛应用于各种计算机的终端设备和各类通讯设备，现今电子信息的产业如此快速的发展，若是没有大功率开关作为重要的部件对于电子信息产业的发展造成严重的影响。 1.1实际意义 新型的大功率开关电源体积小,重量轻,效率高,性能好的优势使大功率开关得到青睐。现在的电子通讯设备对于电源开关的技术要求是与日俱增，不断提高。利用电力电子(功率半导体)器件控制或变换电能，以达到合理而高效率地使用能源，它是电力、电子、控制三大电气工程技术领域之间的交叉学科[2]。作为联系弱电与强电的纽带，电力电子技术提供了控制电功率流动与改变电能形态的有力手段，在小至数瓦，大至数千千瓦乃至数十兆瓦的范围内都得到了广泛应用。 二、论文综述（综述国内外有关选题的研究动态） 随着电子技术的高速发展，电子系统、电子设备的种类愈加丰富多样，人们和这些设备和系统之间的关键也日益紧密。电子设备不可能离开电源独自存在，一个可能且性能稳定的开关对于电子设备的正常运行也是有着举足轻重的作用。开关电源是一种采用开关方式控制的直流稳压电源，通过控制开关的占空比来调整输出电压[3]。传统的开关设备具有很多可靠性，线性稳压电源输出的电压具有波纹小，稳定的优点，但是要保持这些优点，通常对于变压器和滤波器的体积和重量都有要求[4]。大功率开关电源以体型小、质地轻和高效能的工作优势被广泛应用于各种计算机的终端设备和各类通讯设备，现今电子信息的产业如此快速的发展，若是没有大功率开关作为重要的部件对于电子信息产业的发展造成严重的影响[5]。大功率电源开关以后被广泛用于用于现代化工业建设、国防和科研项目中，前景一片光明。
大功率电动汽车充电机的设计2
纯电动汽车以锂电池为动力源，充满电后，以电力做功推动汽车。不同于汽油发动机汽车需要添加汽油，纯电动汽车在电力耗光后通过外置电源对其进行充电，通常单次行驶里程在100～200公里。与传统汽车相比，纯电动车在使用成本上有着无以比拟的优势，百公里约消耗15度电，成本8元，仅相当于汽油发动机汽车成本1/10。目前，国家已着手进行电动汽车和新能源汽车的示范推广，电动汽车充电站则是主要环节之一，必须与电动汽车其他领域实现共同协调发展。 充电模式 电动汽车能源供给系统主要由供电系统、充电系统和动力蓄电池构成。另外，还包括充电监控、电池管理和烟雾报警监控等。充电机是充电系统的重要组成部分。充电站给汽车充电一般分为三种方式：普通充电、快速充电、电池更换。普通充电多为交流充电，对于容量不超过5kW的交流充电机，输入为额定电压220V、50Hz的单相交流电，对于容量大于5kW的交流充电机，输入为额定线电压380V、50Hz的三相交流电。将交流插头直接插在电动汽车充电接口，充电时间大约需要4～8小时。快速充电多为直流充电，直流充电机输入为额定线电压380V、50Hz的三相交流电，输出电压一般不超过700V，输出电流一般不超过700A。交流输入隔离型AC/DC充电机的输出电压为额定电压的50%～100%，并且输出电流为额定电流时，功率因数应大于0.85，效率应不小于90%。 充电机应能够保证在充电过程中动力蓄电池单体电压、温度和电流不超过允许值。充电机应具备防输出短路和防反接功能。充电机至少能为以下三种类型动力蓄电池中的一种充电：锂离子蓄电池、铅酸蓄电池、镍氢蓄电池。 动力电池组充电模式采用“恒流―恒压”两阶段充电模式。充电开始阶段，一般采用最优充电倍率(锂离子电池为0.3C)进行恒流充电。(C是电池的容量，如C="800mAh"，1C充电率即充电电流为800mA）在这一阶段，由于电池的电动势较低，即使电池充电电压不高，电池的充电流也会很大，必须对充电电流加以限制。所以，这一阶段的充电叫“恒流”充电，充电电流保持在限流值。随着充电的延续，电池电动势不断上升，充电压也不断上升。当电池电压上升到允许的最高充电电压时，保持恒压充电。在这一阶段，由于电池电动势还在不断上升，而充电电压又保持不变，所以电池的充电流呈双曲线趋势不断下降，一直下降到零。但在实际充电过程中，当充电电流减小到0.015C时，说明充电已满就可停止充电。这一阶段的充电叫“恒压”充电，这一阶段的充电电压：U=E+IR为恒压值。这是锂离子动力电池组对充电模式的基本要求。此外，充电系统还必须具有自动调节充电参数、自动控制和自动保护功能。尤其在恒压充电阶段，如果单体电池的充电电压超过允许的充电电压时，充电机应能自动减小充电电压和电流，使该电池的充电电压不超过允许的充电电压，防止该电池过压充电。充电过程及充电电压、电流的变化如图1所示。
大功率电源设计
《电力电子技术》课程设计说明书 大功率电源设计 院、部：电气与信息工程学院 学生姓名： 指导教师： 专业： 班级： 完成时间：2014年5月29日
摘要 主要介绍36kW 大功率高频开关电源的研制。阐述国内外开关电源的现状．分析全桥移相变换器的工作原理和软开关技术的实现。软开关能降低开关损耗，提高电路效率。给出电源系统的整体设计及主要器件的选择。试验结果表明，该装置完全满足设计要求，并成功应用于电镀生产线。 关键词：高频开关电源；全桥移相；零电压开关；软开关技术
ABSTRACT The analysis and design of 36 kW high frequency switching power supply are presented．The present state of switching power supply is explained．The operating principle of full bridge phase—shifted converter and realization of soft switching techniques are analysed．Soft switching can reduce switching loss and increase circuit s efficiency．Integer designing of power supply system and selection of main device parameters are also proposed．The experiment results demonstrate the power supply device satisfies design requirements completely．It has been applied in electric plating production line success—fully． Keywords：high frequency switching power supply；full bridge phase—shifted；zero voltage switching；soft switching tech— nlques
UC3842_UC3843隔离单端反激式开关电源电路图
UC3842/UC3843隔离单端反激式开关电源电路图 开关电源以其高效率、小体积等优点获得了广泛应用。传统的开关电源普遍采用电压型脉宽调制(PWM)技术，而近年电流型PWM技术得到了飞速发展。相比电压型PWM，电流型PWM具有更好的电压调整率和负载调整率，系统的稳定性和动态特性也得以明显改善，特别是其内在的限流能力和并联均流能力使控制电路变得简单可靠。 电流型PWM集成控制器已经产品化，极大推动了小功率开关电源的发展和应用，电流型PWM控制小功率电源已经取代电压型PWM控制小功率电源。Unitrode 公司推出的UC3842系列控制芯片是电流型PWM控制器的典型代表。 DC/DC转换器 转换器是开关电源中最重要的组成部分之一，其有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。下面重点分析隔离式单端反激转换电路，电路结构图如图1所示。 图1 电路结构图 电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I 流过。M1导通与截止的等效拓扑如图2所示。
图2 M1导通与截止的等效拓扑 电流型PWM与电压型PWM比较，电流型PWM控制在保留了输出电压反馈控制外，又增加了一个电感电流反馈环节，并以此电流反馈作为PWM所必须的斜坡函数。 下面分析理想空载下电流型PWM电路的工作情况(不考虑互感)。电路如图3所示。设V导通，则有 L·diL/dt = ui (1) iL以斜率ui/L线性增长，L为T1原边电感。经无感电阻R1采样Ud=R1·iL送到脉宽比较器A2与Ue比较，当Ud>Ue，A2输出高电平，送到RS锁存器的复位端，此时或非门的两个输入中必有一个高电平，经过或非门输出低电平关断功率开关管V。当时钟输出为高电平时，或非门输出始终为低电平，封锁PWM，这段时间由时钟振荡器OSC输出脉冲宽度决定，即PWM 信号的死区时间。在振荡器输出脉冲下降同时，或非门两输入均为低电平，经或非门输出为高电平，V导通。 图3 理想空载下电流型PWM电路 简言之，PWM信号的上升沿由振荡器下降沿决定，而PWM的下降沿由电感电流限值信号和误差信号Ue共同决定，最大脉宽的下降沿受振荡器上升沿控制。图4为其工作时序图。
半桥型开关稳压电源设计讲课讲稿
半桥型开关稳压电源 设计
电力电子技术课程设计（论文）题目：240W半桥型开关稳压电路设计
摘要 本次设计的是240W半桥型开关稳压电源，为负载供电。 电源是各种电子设备不可或缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。由于开关电源本身消耗的能量低，电源效率比普通线性稳压电源提高一倍，被广泛用于电子计算机、通讯、家电等各个行业。它的效率可达85％以上，稳压范围宽，除此之外，还具有稳压精度高、不使用电源变压器等特点，是一种较理想的稳压电源。本文介绍了一种采用半桥电路的开关电源，其输入电压为单相170 ~ 260V，输出电压为直流24V恒定，最大电流10A。设计内容包括主电路的原理与主电路图的设计、控制电路器件的选取、保护电路方案的确定以及计算机仿真与波形分析等方面。 关键词：半桥变换器；功率MOS管；脉宽调制；稳压电源。
目录 第1章绪论 (1) 1.1电力电子技术概况 (1) 1.2本文设计内容 (2) 第2章电路设计 (3) 2.1稳压电源总体设计方案 (3) 2.2具体电路设计 (4) 2.2.1 主电路设计 (4) 2.2.2 控制电路设计 (5) 2.2.3驱动电路设计 (6) 2.2.4保护电路设计 (7) 2.2.5 整体电路设计 (8) 2.3元器件型号选择 (9) 第3章课程设计总结 (13) 参考文献 (14) 第1章绪论 (1) 1.1电力电子技术概况 (1) 1.2本文设计内容 (2) 第2章电路设计 (3) 2.1稳压电源总体设计方案 (3) 2.2具体电路设计 (4) 2.2.1 主电路设计 (4) 2.2.2 控制电路设计 (5) 2.2.3驱动电路设计 (6)
UC3842应用电路举例讲解
UC3842典型应用电路 电路中的芯片有：UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下：①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度；③脚为电流检测输入端，当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态；④脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.8/(RT×CT)；⑤脚为公共地端；⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns 驱动能力为±1A ；⑦脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；⑧脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能力。 电流控制型脉宽调制器UC3842工作原理及应用 UC3842是美国Unitrode公司(该公司现已被TI公司收购)生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片，可直接驱动双极型晶体管、MOSFEF 和IGBT 等功率型半导体器件，具有管脚数量少、外围电路简单、安装调试简便、性能优良等诸多优点，广泛应用于计算机、显示器等系统电路中作开关电源驱动器件。
1 UC384 2 内部工作原理简介 图1 示出了UC3842 内部框图和引脚图，UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下： ①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性； ②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度； ③脚为电流检测输入端，当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态； ④脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.8/(R T×C T)； ⑤脚为公共地端； ⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns 驱动能力为±1A ； ⑦脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW； ⑧脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能力。 图1 UC3842 内部原理框图 2 UC3842 组成的开关电源电路 图2 是由UC3842 构成的开关电源电路，220V 市电由C1、L1滤除电磁干扰，负温度系数的热敏电阻R t1限流，再经VC 整流、C2滤波，电阻R1、电位器RP1降压后加到UC3842 的供电端（⑦脚），为UC3842 提供启动电压，电路启动后变压器的付绕组③④的整流滤波电压一方面为UC3842 提供正常工作电压，另一方面经R3、R4分压加到误差放大器的反相输入端②脚，为UC3842 提供负反馈电压，其规律是此脚电压越高驱动脉冲的占空比越小，以此稳定输出电压。④脚和⑧脚外接的R6、C8决定了振荡频率，其振荡频率的最大值可达500KHz。R5、C6用于改善增益和频率特性。⑥脚输出的方波信号经R7、R8分压后驱动MOSFEF 功率管，变压器原边绕组①②的能量传递到付边各绕组，经整流滤波后输出各数值不同的直流电压供负载使用。电阻R10用于电流检测，经R9、C9滤滤后送入UC3842 的③脚形成电流反馈环. 所以由UC3842 构成的电源是双闭环控制系统，电压稳定度非常高，当UC3842 的③脚电压高于1V 时振荡器停振，保护功率管不至于过流而损坏。
基于UC3846大功率开关电源设计
– 20 – 2012年第11卷第2期1 引言 近年来，随着电力电子技术的迅速发展，高频开关电源 已广泛应用于计算机、通信、航空航天、工业加工等领域， 它具有电能转换效率高、体积小、重量轻、控制精度高和快 速性好等优点。基于这些优点，高频开关电源已经在很多方 面逐步取代了效率低、笨重、精度不高的传统线性电源，本 文介绍和比较了电压型PWM控制器和电流型PWM控制器的优缺 点，着重论述了电流型控制芯片UC3846在大功率全桥开关电 源中的应用，并对电路进行具体的分析。 2 电压型和电流型PWM控制器 2.1 电压型PWM控制器 目前应用广泛的PWM控制器都是采用电压模式控制的，它 只对输出电压进行采样, 采样信号Vf作为反馈信号与基准电 压Vr在误差放大器中进行比较放大，得到误差信号Ve，Ve和 锯齿波信号比较后通过PWM比较器输出一系列高频脉冲来控制 开关管的导通和截止，它的主要缺点是：响应速度慢，稳定 性差，甚至在大信号变化时会产生振荡，造成功率管损坏等 故障[1]。 图1 电压控制型的原理图2.2 电流型PWM控制器针对上述电压型控制器的缺点，最近十几年发展起来电流型控制技术。 现代建设 Modern Construction [作者简介] 吴军（1982- ），男，江苏盐城人，在读硕士，就读于郑州大学信息工程学院，主要研究方向为开关电源设计。 基于UC3846的大功率开关电源的设计 吴军 李长华 刘平 （郑州大学信息工程学院，河南 郑州 450001 ） 摘 要：本文介绍并比较了电压控制型和电流控制型PWM变换器的基本原理，设计出基于电流型控制芯片UC3846的大功率全桥开关电源的实用电路。给出了各部分相应的原理图，并进行了详细的介绍。实践表明，该电路具有良好的性能。关键词：UC3846；电压控制型；电流控制型；脉宽调制 中图分类号：TP303+.3 文献标识码：A 文章编号：1671-8089（2012）02-0020-03 Design of a High Switching Power Supply Based on UC3846 WU Jun LI Changhua LIU Ping (college of Information Engineering ,Zhengzhou university Zhengzhou 450001) Abstract: The basic principles of voltage-mode control and current-mode control PWM converters are introduced and compared .An applied circuit of a high power Full-Bridge switching power supply is designed based on the PWM IC UC3846 for current mode control.The every circuit diagram with corresponding part is provide and detailed.The experiment result shows that the circuit has better performance. Key words: UC3846; voltage-mode control; current-mode control; PWM
热设计在高频大功率开关电源结构的分析
热设计在高频大功率开关电源结构的分析 发表时间：2017-11-06T18:41:05.433Z 来源：《电力设备》2017年第16期作者：覃承勇 [导读] 摘要：随着社会的快速发展，热设计在高频大功率开关电源结构的分析十分重要。其能够使得电源结构体系得到相应的优化。本文主要针对设设计在高频大功率开关电源结构中应用进行分析，并提出了相应的优化措施。 （广东美的厨房电器制造有限公司广东佛山） 摘要：随着社会的快速发展，热设计在高频大功率开关电源结构的分析十分重要。其能够使得电源结构体系得到相应的优化。本文主要针对设设计在高频大功率开关电源结构中应用进行分析，并提出了相应的优化措施。 关键词：热设计高频大功率开关电源结构 在进行高频大功率开关电源的整体设计中，其需要结合电力体系结构，对电源体系进行较为明确的应用。为了掌握电源内部的温度分布情况，可采用专业的热仿真软件模拟电源运行时的热场。常见的热仿真软件包括 ANSYS、ICEPAK 和 FLOTHERM等，其需要利用分布式电源对其高频大功率开关的结构体系进行整体性的优化。 1.15V/2kV高频开关电源的热设计 1.1损耗分析 在进行电源设计的过程中，其高频大功率开关需要得到不同层面的体系优化。但在实际的设计过程中，其依旧会具有一定的损耗。我们可以非常清楚地看到相关的电路结构。整体的结构比较简单，主要分为以下三个部分： ①输入整流。输入整流主要是通过采用三相整流桥的结构来进行工作； ②高频逆变。高频逆变主要采用移相全桥逆变电路的方式来进行运转，而且在这一结构中，必须采用大电流、低饱和和降压阿德 1GBT； ③输出整流。这一部分主要是采用了全波不可控整流电路，而且对其中的整流二极管有着非常高的要求，必须选用反向恢复时间短、功耗低的肖特基二极管。但是一般来说，输出的电流是非常大的，这个时候，其中的高频电压器和输出整流器必须采用一定的设计方案，来提高功率的密度。 1.2电源结构热设计的分析 一般情况下，电源的输入电压为交流380V，那么进行整流滤波后输出电压的最大值大概就是540kV，那么其中输入端三相整流桥就可以选用6R1100G-160。这个时候根据相关的规定，以及相应的计算规则，我们可以得到其损耗值为250W。 但是在进行高频大功率开关电源结构热设计的过程中，为了能够使其中的热量进行合理的分布，可以通过在同一块散热器上安装输入整流桥和逆变电路的方式，来进行热量的均匀分布，而且，还需要将输出整流二极管安装在另一块散热器上，使热量的分布更加均匀。通过这种安装方式，可以使电源的内部结构分为以下两个部分：（1）其中的输入整流桥语气中的逆变电路可以归结为电源逆变部分；（2）其中的输出滤电路以及其中的变压器这二者可以分为整流部分。而且这两个部分相互之间是非常独立的，那么在进行设计的过程中，其中的风机和散热器可以进行单独的设计。【1】 而在进行逆变部分设计的过程中，需要注意以下几个方面的问题：（1）为了能够使散热的效果得到更进一步地加强，需要将发热量较大的两个1GBT模块放在进风口的位置；（2）为了能够进一步满足1GBT模块之间的间距的要求，需要在两个模块之间放置一块隔直电容，这样不仅仅使两端的电路输出相互隔开，还进一步减少了系统中电磁的干扰；（3）要采用独立风机散热；（4）为了能够进一步降低风扇工作的干扰，需要将其中的控制盒放置在其中的辅助器的变压器的上方，这样还可以减少引线的长度。【2】 2. 高频大功率开关电源结构设计方法 在高频率开关电源的整体设计中，其首先需要结合其整体的电源设计方式让大功率开关电源的结构分布更加合理。与此同时，在进行电路体系的基础设计时，其需要采用并联组的设计方案使得整体的设计效率得到相应的提高。其可以采用多种不同的信息损耗方式使得电源的整体体系得到良好的分配。下图为大功率高频开关的主电路结构图： 从上图中我们能够十分清晰的看到其电路分布情况。其整体的电路体系分为三个部分。分别为主电路、控制电路以及辅助电路。其主电路的结构体系并没有变化，在控制电路的层面，其输入整流采用三相整流桥；高频逆变采用移相全桥逆变电路，且选用大电流、低饱和压降的 IGBT；输出整流采用全波不可控整流电路，且输出整流二极管选用反向恢复时间短、 功耗低的肖特基二极管。由于其输出的电流相对较大，其阻抗值在整体的应用中也会发生不同层面的变化。其电源端口的引脚参数如下所示： 由于在进行设计的过程中，其整体的功率相对较大。【3】因此，想要使得热设计的效率得到全面性的提高，其需要对程序的变化进行设计。从而使得大频率开关能够得到结构性的设计。其基本操作程序如下所示：
uc3842开关电源维修
修理3842高压炸机的相关内容 首先介绍各种零件的好坏判断 显示“400--700” 显示“1”
红笔黑笔 第5步是参考，第6步是关键。经几年实践，目前的绝大部分充电器使用的场效应管，都可以用7N80代替。
数据从小变大，最后成为1，并 伴随“滴”声 3842，494，358，324，339，393，817光耦，，，这些在ws-3仪器上检测，很方便，准确。不再叙述。 下面介绍充电器高压炸机故障的修理流程。此流程身经百战，可靠实用。一定要严格遵守，不可打乱先后次序，否则后果自负！！！！！ 1全面检测： 高压直流二极管（4007，5399，5408）或者全桥。 高压大电容，简称“一大电容”，450v68uf。 3842的7脚供电电容，简称“高压小电容”。35v100uf 场效应管（mos管，比如6N60,7N80,10N90,K1358,,,,,,,,） 低压部分的主整流管1660，uf5408，FR307,,,,,,,,,,,,,,,,,,, 低压部分的主滤波电容，（63v470uf）简称“二大电容”。 低压部分的辅助电源滤波电容，（63v470uf） 输出电流取样电阻（3w0.1欧姆） 光耦（pc817，4n35，，）用ws-3可以快速准确检测。没有ws-3就用二极管档测量光耦低压侧的参数，应该是一个发光二极管的参数。光耦高压侧的参数基本上查不到，但也不能短路 变压器各引脚是否虚焊，或者各绕组开路，（绕组短路故障用普通万用表是没办法的，但可以用ws-3仪器，通过“能量公式”来判断）。 电路板的铜箔（铜皮）是否有断裂（有时候眼睛看不出来，要配合万用表和扭动电路板来检查，或者对焊点进行补焊时，可以观察到，但要有经验才行。 2拆掉损坏的零件，（3842，7n80，以及3w0.5欧姆，10欧姆，1k，等等，具体位置请看原理图红色标注）焊上保险管。（或者串联220v40w灯泡）。
探究大功率LED路灯开关电源的研究
探究大功率LED路灯开关电源的研究 发表时间：2019-09-09T09:39:11.233Z 来源：《防护工程》2019年12期作者：王斌 [导读] 应用AP法设计了变压器，并结合实例设计了EMI滤波器、DC-DC转换电路以及功率因数校正电路。 杭州宇中高虹照明电器有限公司浙江省杭州市 311307 摘要：LED因其环保、长寿、高光电效率等众多优点成为照明领域关注的焦点。本文围绕LED开关电源进行了深入阐述，主要工作内容如下：论文首先全面介绍了LED的发展现状及应用前景，深刻分析了国内外LED开关电源的研究现状，确定了论文的主体方向。其次系统地介绍了LED驱动电源的拓扑结构、调制方式、控制类型等基础知识。应用AP法设计了变压器，并结合实例设计了EMI滤波器、DC-DC 转换电路以及功率因数校正电路。 关键词：LED恒流功率；开关电源；控制 半导体照明（LED）作为一种新型光源，由于具有低温、省电、长寿命、无污染等特点，LED已成为一个新兴产业的制高点，LED灯素有绿色照明能源之称，产品不含国际标准限制的六种有害物质，在同样亮度下，耗电仅为普通白炽灯的1/10，已成为世界上第四代节能产品的代表。当今社会，随着环境和能源问题日益突出，节能减排工作陆续开展，发展LED照明十分必要。在没有开发替代能源的大前提下，如何对现有能源进行更加有效的利用是解决能源短缺问题的有效途径。因为LED灯具备高效节能的优点，LED产业已成为国家、地区与相关行业企业关注和发展的热点，被广泛应用于建筑物外观照明、景观照明、标志与指示性照明、室内空间展示照明、视屏屏幕等。 1、LED开关电源的基本理论 开关电源利用电力电子技术，控制开关管的导通与关断，最终实现输出电压的稳定。一般而言，开关电源包括MOSFET和脉冲宽度调节（PWM）控制芯片，具有效率高、体积小、重量轻等特点。开关电源技术随着电力电子技术的发展而不断创新，并成为当今社会必不可少的电源方式。20世纪90年代末开始，开关电源的集成化技术逐渐成为研究热点，反映了未来开关电源技术发展的方向。不同的开关电源系统具有不同的拓扑结构，不同的拓扑结构各有其优缺点，研制开关电源需要了解各种拓扑结构的原理及特性，根据设计目标选择合适的结构。 1.1开关电源的拓扑结构 开关电源的主回路是功率电流流经的通路，一般包含开关电源中的开关器件、储能器件、变压器、滤波器、输出整流器、供电输入端和负载端等器件。开关电源主回路可以分为隔离式与非隔离式两大类型。 1.1.1非隔离型开关电源变换器 BUCK变换器、BOOST变换器、BUCK-BOOST变换器、CUK变换器等均属于非隔离型开关变化器。由BUCK变换器和BOOST变换器可以演变出后面两种变换器，下面介绍BUCK变换器和BOOST变换器的工作原理。BUCK变换器又称降压变换器、串联开关稳压电源或三端开关型降压稳压电源，是最简单的开关驱动电路，应用于负载电压不高于约85%的输入电压的场合。85%的限制是由控制系统开关延迟造成的。工作原理图如图2.1所示，开关管S处于导通状态时，输入电压Ui经电感L平波、电容C滤波后为负载提供电流；开关管S处于关断状态时，电感L通过二极管续流来保持负载的电流连续。输入电压与输出电压的关系为：Uo/Ui=?，其中，?为导通时间占空比。 升压变换器简称BOOST变换器，改变降压变换器中元件的位置就可把它变成6大功率LED路灯开关电源的研究升压变换器，如图2.2所示。BOOST变换器常应用于LED串的电压比输入电压高时，尤其在输出电压的最小值大约是输入电压的1.5倍时最为常见。在该电路中，开关管与负载并联。开关管S处于导通导通状态时，输入电压对电感L进行充电；开关管S处于关断状态时，电感L向负载和电源放电，输出电压为Ui+Uo，电路起升压作用。输入电压与输出电压的关系为：Uo/Ui=1/（1-?），其中，?为导通时间占空比。
试析大功率超级电容智能充电机的设计 曹伯文
试析大功率超级电容智能充电机的设计曹伯文 摘要:超级电容器是上世纪七十年代发展起来的一种免维护、环保型的储能硬件，介于传统的静电电容器与化学电池之间，具有充电时间短、寿命长、温度特性好、环保等优势。据悉，超级电容器发展至今，其容电量已经涨至传统静电电容器的2000-6000倍，也因此，超级电容器多被用于需要超大电流、超高效率的设备中，在我国社会发展中占据着越发重要的作用。文章探讨了大功率超级电容智能充电 机的设计。 关键词:超级电容；大功率；智能充电 前言：目前，我国就超级电容相关领域应用研究较多，如：充电效率、智能 充电、充放电特性等，但是相关文献却相对较少。目前，我国应用大功率开关电 源时，当高频、大电流处于连接状态，依然会被电磁干扰，影响电网运行，影响 电路稳定；并且，当相关设备输出大功率时，开关依然会处于严重损耗状态，导 致设备功率与效率受到不良影响[1]。对此，文章探讨了大功率超级电容智能充电 机的设计，以此保障大功率设备的稳定工作。 1、超级电容器在国内外发展状况 世界经济环境的影响，电容器产业所需要的能源、材料、劳动力等不断增加 成本，电子元件行业想要在市场上脱颖而出，创新成为重点。目前，片式化、小 型化、复合化、高精度、高可靠性已经成为世界电子元件发展趋势，为适应这一 趋势，我国电容器逐渐加快了向小型化、片式化的前进步伐[2]。据悉，美国弗罗 里达大学的纳米科学技术中心在2016年10月发表的研究论文中写道，新型可弯 曲超级电容诞生，安装该超级电容，手机充电几秒钟，可维持一周以上电量，相 信这项技术会对世界产生较大影响。 2、大功率超级电容智能充电机的系统构成与工作原理 2.1、智能充电机的系统构成 充电机系统中主要包含有主电路与控制电路，其中，主电路由滤波电路、三 相桥式整流电路、全桥式变换器构成；控制电路中包含有主控制芯片、IGBT驱动 模块、CAN通信模块、数据采集模块、显示模块、保护电路模块、故障报警模块、案件电路等[3]。 2.2、智能充电机的工作原理 实际上，充电机主电路工作原理如下，充电机通过主电路中的各个部分，将 市电由交流向直流再交流再直流的转化，将市电转化为用户需要的直流电压。其中，三相桥式整流电路主要负责将市电转化为含有脉动的直流电；IGBT全桥逆变 电路主要功能是使IGBT轮流导通，将直流电转变为方波，并送至高频变压器输入端口；由高频变压器转化为交流电压，后经过整流与滤波电路，将其转化为用户 所需要的直流电，保障用户高质量用电。而控制电路的工作原理主要包含有充电 控制电路、数据采集电路、系统保护电路以及人机交互电路，其中，充电控制电 路主要是进行预充电并控制通信模块读取超级电容电池需求信息，以此确定最佳 充电方式、充电电流与电压等，将信息通过显示模块展现给用户，用户确定后， 充电正式开始；数据采集电路主要利用传感器收集相关信息，如：充电机使用的 环境温度、充电机输出电压等，将信息上传到单片机，为充电控制通过依据；系 统保护电路主要重视的是缺相、短路、欠压、过压等可能出现的故障，一旦故障 产生，单片机会及时作出判断，停止充电，发出报警信号；人机交互包括了按键 的设置、充电机实时状态的显示等，实现了智能充电机的手动充电，合理改变充
UC3842开关电源电路图
1、UC3842的内部结构和特点 UC3842是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片。 UC3842为8脚双列直插式封装，其内部原理框图如图1所示。主要由5.0V基准电压源、用来精确地控制占空比调定的振荡器、降压器、电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A误差放大器和适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路等构成。端1为COMP 端；端2为反馈端；端3为电流测定端；端4接Rt、Ct确定锯齿波频率；端5接地；端6为推挽输出端，有拉、灌电流的能力；端7为集成块工作电源电压端，可以工作在8～40V；端8为内部供外用的基准电压5V，带载能力50mA。 2、电路结构与工作原理 图2所示为笔者在实际工作中使用的电路图。输入电压为24V 直流电。三路直流输出，分别为+5V/4A，+12V/0.3A和-12V/0.3A。所有的二极管都采用快速反应二极管，核心PWM器件采用UC3842。开关管采用快速大功率场效应管。 2.1 启动过程
首先由电源通过启动电阻R 1提供电流给电容C2充电，当C2电压达到UC3842的启动电压门槛值16V时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由6端输出推动开关管工作，输出信号为高低电压脉冲。高电压脉冲期间，场效应管导通，电流通过变压器原边，同时把能量储存在变压器中。根据同名端标识情况，此时变压器各路副边没有能量输出。当6脚输出的高电平脉冲结束时，场效应管截止，根据楞次定律，变压器原边为维持电流不变，产生下正上负的感生电动势，此时副边各路二极管导通，向外提供能量。同时反馈线圈向UC3842供电。UC3842内部设有欠压锁定电路，其开启和关闭阈值分别为16V 和10V，如图3所示。在开启之前，UC3842消耗的电流在1mA以内。电源电压接通之后，当7端电压升至16V时UC3842开始工作，启动正常工作后，它的消耗电流约为15mA。因为UC3842的启动电流在1mA以内，设计时参照这些参数选取R1，所以在R1上的功耗很小。 当然，若VCC端电压较小时，在R1上的压降很小，全部供电工作都可由R1降压后来完成。但是，通常情况下，VCC端电压都比较大，这样完全通过R1来提供正常工作电压就会使R1自身功耗太大，对整个电源来说效率太低。一般来说，随着UC3842的启动，R1的工作也就基本结束，余下的任务交给反馈绕组，由反馈绕组产生电压来为UC3842供电。故R1的功率不必选得很大，1W、2W就足够了。笔者认为，虽然理论上UC3842启动电流在1mA以内，但实际
移相全桥大功率软开关电源的设计
移相全桥大功率软开关电源的设计 移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言 在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好 的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构 鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。 隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高 的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。 图1主电路原理图 3零电压软开关 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。
开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排 在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。 图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形 为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃，电容C5的温升为10℃。 图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起 的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。 对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方
大功率开关电源的原理与分析
4 6000W 电源剖析 经实体解剖证实，两种3500W 电源的PFC 贴片控制板电路结构、元器件完全相同。随后解剖了两种新搞到的6000W 电源证明，其PFC 贴片控制板电路结构与原3500W 也基本相同。Ascom 公司2000 年投产的两种高档6000W 电源（直流输出48V/112A 和350V/17A），是更换淘汰IBM 军用电源的工业级产品。说明了PFC 控制电路设计已十分成熟，没有必要再改。 在打开6000W 电源的外壳铁盖后，看到其大号的CBB 多只高压电容器上，均标出了厂年月为“9926”、“9938”等。其中48V/112A 通信电源的散热器加高了2～3 倍，重达8kg；细看电源主板上的5 只大号φ47mm 磁环电感器与3500W 电源相同，主功率变压器和Boost 储能电感器的外形结构也相似相近，只是又加长了约30％或体积增大了些。后来解剖发现两种6000W 电源相同的Boost-PFC 大电感器磁芯增加到4 付8 块EE55 组合而成；48V/112A 电源的主功率变压器改用3 块φ73mm 扁平磁环叠合而成。 6000W 电源的MOSFET 均改用工业级标准型号公开的新品，是IR 公司或IXYS 产品，每台电源用6 只MOSFET 均为SOT-227B 封装的四螺孔接线形式，并新增加一块专用功率印制板紧固6 只MOSFET 的漏极、源极、栅极螺孔连线片，明显改进了维修更换条件。功率板上的99″驱动变压器和驱动 IC-M1C4421(99″)等，与3500W 电源相同。 5 高功率因数的实现 在实体拆焊解剖原贴片式PFC 控制板时发现二个非常奇怪的现象：一是PFC 主芯片IC脚16 驱动输出端铜箔走线居然被悬空，不接电路板上任何其他元器件；二是IC 脚14 反常地接地线，它原是IC 内部高频振荡器的CT 电容器外接引脚端。为此，我于2001 年底特别请教了李龙文先生，他是十年前我国最早消化、吸收、引进美国Unitrode 公司专用IC 的开关电源应用专家。 早期问世的UC3854，作为高频有源功率因数校正器的代表性产品，专用于大功率电源抑制谐波电流污染电网，它是国际上经典的PFC 功率因数校正“绿色能源”产品，早已选作美国的国家电源工业标准。十几年来专业期刊上发表的研究文献，均是整体选用UC3854 作为PFC电路主芯片，没有见过停用UC3854 内部高频振荡器和驱动输出的8 只IC 组合的PFC 设计。 为什么3500W 电源的实测PF≥0.999，能达到如此高性能指标，结论只有在调查的末尾才可得到。在充分准备之后，用特殊烙铁头逐一拆焊了高密度贴片PFC 控制板上的近百个元器件，并逐一粘固在事先作了编号的硬壳白纸上。随后又细致测量了每一只电阻器和电容器的实际数值；并用万用表的R×kΩ 档（内含1.5V 电池）、R×10k 档（内含9V＋1.5V 电池）量程测量记录了十几只二极管的正向电阻值和反向电阻值，包括整流、开关、稳压二极管，肖特基二极管等。 现给出PFC 控制板拆焊全部贴片元器件，并用砂纸磨掉焊锡和绿漆之后，显露出来的印制板铜箔走线，其正面和反面分别见图6(a)及图6(b)。然后继续磨掉铜线后，两面分别显现的内部双夹层走线、焊点、绝缘圈等，见图6(c)及图6(d)。 (a) 印刷板正面
基于UC3845的横机专用输出大功率开关电源
基于UC3845的横机专用4路输出大功率 开关电源 目录 一横机专用开关电源背景 二横机专用开关电源系统级分析 2.1技术指标 2.2拓扑结构 2.21反激式开关电源 2.22正激式开关电源 2.3工作模式 2.31DCM模式 2.32CCM模式 2.4系统框架 三横机专用开关电源电路级设计 3.1主回路 3.11输入保护电路 3.12降功耗的EMI滤波电路 3.13整流电路 3.14输出电路 3.2 13V辅助输出电路 3.21高频变压器 3.22钳位电路 3.23反馈电路 3.24控制电路 3.25输出电路 3.3 24V输出电路 3.31高频变压器 3.32钳位电路 3.33反馈电路 3.34控制电路 3.35输出电路 3.4 12V输出电路 3.41高频变压器 3.42钳位电路 3.43反馈电路 3.44控制电路 3.45输出电路 3.5 5V输出电路 3.51高频变压器 3.52钳位电路 3.53反馈电路 3.54控制电路 3.55输出电路 四实验 附录A电路原理图 附录B PCB和实物
一、横机电源背景 21 世纪是建设可持续发展的社会，提倡的是节约资源，提高能效，环境友好。由于开关电源在体积、重量、功能和能耗等方面有显著优势，而且稳定性很高，因此它正广泛应用于通信、航天、家电等领域。随着技术的发展，高功率密度、高变换效率、高可靠性、低污染己成为开关电源的发展方向。 本设计开关电源是为满足针织横机的供电需要，基于当前流行的单片集成开关电源芯片UC3845设计的一款四路集成电源。该电源可靠性高、功率密度大、抗干扰能力、输出电压稳定，高效率、体积小等特点。为用户节约了安装空间，方便了用户的安装使用，提高了人工的安装效率。 二、横机专用开关电源系统级分析 2.1 技术指标 四路集成电源技术指标 序号技术参数备注 1 电源输入：AC220V单相输入 A 误差范围175V ~ 275V B 电源频率50Hz±10% 2 电源输出：V1：5V6A、V2：12V5A、V3：24V14.6A、V4：24V14.6A。 ①5V电源输出(主电源)： A 输出电压+5V 出厂调到5.2V B 输出电流6A C 电压调整率<1% D 负载调整率<1% E 纹波噪声（P-P值）100mVmax ②12V电源输出 A 输出电压12V 出厂调到12.10V B 输出电流5A C 电压调整率<1% D 负载调整率<2% E 纹波噪声（P-P值）200mVmax ③24V1电源输出 A 输出电压+24V（22-28可调）出厂调到24.5V B 输出电流14.6A C 电压调整率<2% D 负载调整率<2% E 纹波噪声（P-P值）350mVmax ④24V2电源输出 A 输出电压+24V （22-28可调）出厂调到24.5V B 输出电流14.6A C 电压调整率<2% D 负载调整率<2% E 纹波噪声（P-P值）350mVmax 3 效率(85%)min