基于UC3846大功率开关电源设计

– 20 – 2012年第11卷第2期1 引言

近年来，随着电力电子技术的迅速发展，高频开关电源

已广泛应用于计算机、通信、航空航天、工业加工等领域，

它具有电能转换效率高、体积小、重量轻、控制精度高和快

速性好等优点。基于这些优点，高频开关电源已经在很多方

面逐步取代了效率低、笨重、精度不高的传统线性电源，本

文介绍和比较了电压型PWM控制器和电流型PWM控制器的优缺

点，着重论述了电流型控制芯片UC3846在大功率全桥开关电

源中的应用，并对电路进行具体的分析。

2 电压型和电流型PWM控制器

2.1 电压型PWM控制器

目前应用广泛的PWM控制器都是采用电压模式控制的，它

只对输出电压进行采样, 采样信号Vf作为反馈信号与基准电

压Vr在误差放大器中进行比较放大，得到误差信号Ve，Ve和

锯齿波信号比较后通过PWM比较器输出一系列高频脉冲来控制

开关管的导通和截止，它的主要缺点是：响应速度慢，稳定

性差，甚至在大信号变化时会产生振荡，造成功率管损坏等

故障[1]。

图1 电压控制型的原理图2.2 电流型PWM控制器针对上述电压型控制器的缺点，最近十几年发展起来电流型控制技术。现代建设 Modern Construction

[作者简介] 吴军（1982- ），男，江苏盐城人，在读硕士，就读于郑州大学信息工程学院，主要研究方向为开关电源设计。基于UC3846的大功率开关电源的设计

吴军李长华刘平

（郑州大学信息工程学院，河南郑州 450001 ）

摘要：本文介绍并比较了电压控制型和电流控制型PWM变换器的基本原理，设计出基于电流型控制芯片UC3846的大功率全桥开关电源的实用电路。给出了各部分相应的原理图，并进行了详细的介绍。实践表明，该电路具有良好的性能。关键词：UC3846；电压控制型；电流控制型；脉宽调制

中图分类号：TP303+.3 文献标识码：A 文章编号：1671-8089（2012）02-0020-03

Design of a High Switching Power Supply Based on UC3846

WU Jun LI Changhua LIU Ping

(college of Information Engineering ,Zhengzhou university Zhengzhou 450001)

Abstract: The basic principles of voltage-mode control and current-mode control PWM converters are introduced and compared .An applied circuit of a high power Full-Bridge switching power supply is designed based on the PWM IC UC3846 for current mode control.The every circuit diagram with corresponding part is provide and detailed.The experiment result shows that the circuit has better performance.

Key words: UC3846; voltage-mode control; current-mode control; PWM

高效率开关电源设计实例.pdf

高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器应用此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器(板载的10W降压Buck 变换器)。在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。设计指标输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+5.0V 额定输出电流： 2.0A 过电流限制： 3.0A 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值输出功率： +5.0V*2A=10.0W(最大) 输入功率： Pout/估计效率=10.0W／0.90=11.1W 功率开关损耗 (11.1W-10W) * 0．5=0.5W 续流二极管损耗： (1l.lW-10W)*0.5=0.5W 输入平均电流低输入电压时 11.1W／10V=1.1lA 高输入电压时： 11.1W／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。

大功率电源设计

《电力电子技术》课程设计说明书大功率电源设计院、部：电气与信息工程学院学生姓名：指导教师：专业：班级：完成时间：2014年5月29日

摘要主要介绍36kW 大功率高频开关电源的研制。阐述国内外开关电源的现状．分析全桥移相变换器的工作原理和软开关技术的实现。软开关能降低开关损耗，提高电路效率。给出电源系统的整体设计及主要器件的选择。试验结果表明，该装置完全满足设计要求，并成功应用于电镀生产线。关键词：高频开关电源；全桥移相；零电压开关；软开关技术

ABSTRACT The analysis and design of 36 kW high frequency switching power supply are presented．The present state of switching power supply is explained．The operating principle of full bridge phase—shifted converter and realization of soft switching techniques are analysed．Soft switching can reduce switching loss and increase circuit s efficiency．Integer designing of power supply system and selection of main device parameters are also proposed．The experiment results demonstrate the power supply device satisfies design requirements completely．It has been applied in electric plating production line success—fully． Keywords：high frequency switching power supply；full bridge phase—shifted；zero voltage switching；soft switching tech— nlques

东元海利普开关电源电路分析

两例变频器开关电源电路实例 ——兼论电容C23在电路中的重要作用先看以下电路实例：图1 东元7200PA 37kW变频器开关电源电路 CN4 图2 海利普HLPP001543B型15kW变频器开关电源电路

图1、图2电路结构和原理基本上是相同的，下面以图1电路例简述其工作原理。开关电源的供电取自直流回路的530V直流电压，由端子CN19引入到电源/驱动板。电路原理简述：由R26~R33电源启动电路提供Q2上电时的起始基极偏压，由Q2的基极电流Ib的产生，导致了流经TC2主绕组Ic的产生，继而正反馈电压绕组也产生感应电压，经R32、D8加到Q2基极；强烈的正反馈过程，使Q2很快由放大区进入饱合区；正反馈电压绕组的感应电压由此降低，Q2由饱合区退出进入放大区，Ic开始减小；正反馈绕组的感应电压反向，由于强烈的正反馈作用，Q2又由放大状态进入截止区。以上电路为振荡电路。D2、R3将Q2截止期间正反馈电压绕组产生的负压，送入Q1基极，迫使其截止，停止对Q2的Ib的分流，R26-R33支路再次从电源提供Q1的起振电流，使电路进入下一个振荡循环过程。 5V输出电压作为负反馈信号（输出电压采样信号）经稳压电路，来控制Q2的导通程度，实施稳压控制。稳压电路由U1基准电压源、PC1光电耦合器、Q1分流管等组成。5V输出电压的高低变化，转化为PC1输入侧发光二极管的电流变化，进而使PC1输出测光电三极管的导通内阻变化，经D1、R6、PC1调整了Q2的偏置电流。以此调整输出电压使之稳定。这是我的第二本有关变频器维修的书中，对图1电路原理的简述，由于疏漏了对电容C23作用的讲解，给读者带来了一些疑问：1）N2绕组负电压是如何加到Q2基极的？2）电路中C23的作用是什么？3）C23的充、放电回路是怎样走的？这3问题涉及到电路原理的关键部分，无它，开关电管Q2即无法完成由饱和导通→进入放大区→快速截止→重新导通的工作状态转换，三个问题其实又只是一个问题，即图1的C23（或图2中的C38）究竟对电路的工作状态转换起到怎样的重要作用？先不要忙，将这个问题暂且按下不表，先说几句题外话。在由3844（42/43/34）PWM脉冲芯片为核心构成的开关电源电路，大行其道的今天，像图1、图2这样由两只双极型晶体管构成的开关电源电路（对比于集成器件，或称之为分立元件构成的开关电源），仍占有一席之地，在数个变频器厂家的产品中，得到应用。难道是厂家技术人员有怀旧情结吗？还是为了降低生产成本？其实都不是！采用分立元件做开关电源，设计人员肯定有更全面和深入的考虑。而我的维修经验而论，我比较倾向和首肯于由分立元件构成的开关电源，理由是其工作可靠性高，故障率低，使用和维修都比较让人放心。电路的质量，并不取决于采用集成器件或分立元件，也不取决于电路采用元器件的数量多少，这些都是形式而非本质。相对于分立元件组成的电路，集电器件是否就具有技术上的先进性和工作上的可靠性？则真的是一个问号，不可一概而论。比较二者电路的设计难度，分立元件的电路，恐怕难度要更高一些。与分立元件的电源相比，用3844做成的电源电路，更像一个“傻瓜型”电路，有固定的电路模式，与成型外围作成一个电路单元，可以应急取代任意开关电源电路，达到修复目的（有的技术人员已经这样做了）。电路的元件数量愈少，电路结构越是精简，电路的故障率就越低，这是一个被实践验证的法则。实际维修中，采用图1电路形式的开关电源，故障率和可靠性，要优于用集成器件做成的开关电源。个别电源，停电时还好好儿的，一上电，开关管就炸掉了，说明即使“傻瓜型”电路，在设计上也不可掉以轻心，关

电子工程师的设计经验笔记

电子工程师必备基础知识（一）运算放大器通过简单的外围元件，在模拟电路和数字电路中得到非常广泛的应用。运算放大器有好些个型号，在详细的性能参数上有几个差别，但原理和应用方法一样。运算放大器通常有两个输入端，即正向输入端和反向输入端，有且只有一个输出端。部分运算放大器除了两个输入和一个输出外，还有几个改善性能的补偿引脚。光敏电阻的阻值随着光线强弱的变化而明显的变化。所以，能够用来制作智能窗帘、路灯自动开关、照相机快门时间自动调节器等。干簧管是能够通过磁场来控制电路通断的电子元件。干簧管内部由软磁金属簧片组成，在有磁场的情况，金属簧片能够聚集磁力线并使受到力的作用，从而达到接通或断开的作用。电子工程师必备基础知识（二）电容的作用用三个字来说：“充放电。”不要小看这三个字，就因为这三个字，电容能够通过交流电，隔断直流电；通高频交流电，阻碍低频交流电。电容的作用如果用八个字来说那就：“隔直通交，通高阻低。”这八个字是根据“充放电”三个字得出来的，不理解没关系，先死记硬背住。能够根据直流电源输出电流的大小和后级（电路或产品）对电源的要求来先择滤波电容，通常情况下，每1安培电流对应1000UF-4700UF是比较合适的。电子工程师必备基础知识（三）电感的作用用四个字来说：“电磁转换。”不要小看这四个字，就因为这四个字，电感能够隔断交流电，通过直流电；通低频交流电，阻碍高频交流电。电感的作用再用八个字来说那就：“隔交通直，通低阻高。”这八个字是根据“电磁转换”三个字得出来的。

电感是电容的死对头。另外，电感还有这样一个特点：电流和磁场必需同时存在。电流要消失，磁场会消失；磁场要消失，电流会消失；磁场南北极变化，电流正负极也会变化。电感内部的电流和磁场一直在“打内战”，电流想变化，磁场偏不让变化；磁场想变化，电流偏不让变化。但，由于外界原因，电流和磁场都可能一定要发生变化。给电感线圈加上电压，电流想从零变大，可是磁场会反对，因此电流只好慢慢的变大；给电感去掉电压，电流想从大变成零，可是磁场又要反对，可是电流回路都没啦，电流已经被强迫为零，磁场就会发怒，立即在电感两端产生很高的电压，企图产生电流并维持电流不变。这个电压很高很高，甚至会损坏电子元件，这就是线圈的自感现象。给一个电感线圈外加一个变化磁场，只要线圈有闭合的回路，线圈就会产生电流。如果没回路的话，就会在线圈两端产生一个电压。产生电压的目的就是要企图产生电流。当两个或多个丝圈共用一个磁芯（聚集磁力线的作用）或共用一个磁场时，线圈之间的电流和磁场就会互相影响，这就是电流的互感现象。大家看得见，电感其实就是一根导线，电感对直流的电阻很小，甚至能够忽略不计。电感对交流电呈现出很大的电阻作用。电感的串联、并联非常复杂，因为电感实际上就是一根导线在按一定的位置路线分布，所以，电感的串联、并联也跟电感的位置相关（主要是磁力场的互相作用相关），如果不考虑磁场作用及分布电容、导线电阻（Q值）等影响的话就相当于电阻的串联、并联效果。交流电的频率越高，电感的阻碍作用越大。交流电的频率越低，电感的阻碍作用越小。电感和充满电的电容并联在一起时，电容放电会给电感，电感产生磁场，磁场会维持电流，电流又会给电容反向充电，反向充电后又会放电，周而复始……如果没损耗，或能及时的补充这种损耗，就会产生稳定的振荡。电子工程师必备基础知识（四）

高效率开关电源设计实例

高效率开关电源设计实例文档编制序号：[KKIDT-LLE0828-LLETD298-POI08]

高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器应用此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器()。在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。设计指标输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+ 额定输出电流：过电流限制：输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值输出功率： +*2A=(最大) 输入功率： Pout/估计效率=／= 功率开关损耗* 0．5= 续流二极管损耗：*= 输入平均电流低输入电压时／10V= 高输入电压时：／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。

半桥型开关稳压电源设计讲课讲稿

半桥型开关稳压电源设计

电力电子技术课程设计（论文）题目：240W半桥型开关稳压电路设计

摘要本次设计的是240W半桥型开关稳压电源，为负载供电。电源是各种电子设备不可或缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。由于开关电源本身消耗的能量低，电源效率比普通线性稳压电源提高一倍，被广泛用于电子计算机、通讯、家电等各个行业。它的效率可达85％以上，稳压范围宽，除此之外，还具有稳压精度高、不使用电源变压器等特点，是一种较理想的稳压电源。本文介绍了一种采用半桥电路的开关电源，其输入电压为单相170 ~ 260V，输出电压为直流24V恒定，最大电流10A。设计内容包括主电路的原理与主电路图的设计、控制电路器件的选取、保护电路方案的确定以及计算机仿真与波形分析等方面。关键词：半桥变换器；功率MOS管；脉宽调制；稳压电源。

目录第1章绪论 (1) 1.1电力电子技术概况 (1) 1.2本文设计内容 (2) 第2章电路设计 (3) 2.1稳压电源总体设计方案 (3) 2.2具体电路设计 (4) 2.2.1 主电路设计 (4) 2.2.2 控制电路设计 (5) 2.2.3驱动电路设计 (6) 2.2.4保护电路设计 (7) 2.2.5 整体电路设计 (8) 2.3元器件型号选择 (9) 第3章课程设计总结 (13) 参考文献 (14) 第1章绪论 (1) 1.1电力电子技术概况 (1) 1.2本文设计内容 (2) 第2章电路设计 (3) 2.1稳压电源总体设计方案 (3) 2.2具体电路设计 (4) 2.2.1 主电路设计 (4) 2.2.2 控制电路设计 (5) 2.2.3驱动电路设计 (6)

典型半导体案例失效分析

典型半导体案例失效分析 Author:朱秋高光宝电子(东莞)有限公司 E-mial: Collins.zhu@https://www.360docs.net/doc/4117093514.html, 摘要: 开关电源与地之间走线的电感对主开关Mosfet 驱动影响和失效案例关键词: PWM 驱动信号的布线要点: 在开关转换期间,某些走线 (PCB上的敷铜线路) 电流会瞬间停止,而另外一些走线电流同时瞬间导通(均在开关转换时间100ns 之内发生). 这些走线被认为是开关调整器PCB布线的”关键走线”. 每个开关转换瞬时,这些走线中都产生很高的Di/dt .如图1-1所示,整个线路混杂着细小但不低的电压尖峰.由经验可知,不难理解这是方程V=L*Di/dt 在走线中起作用,L是PCB走线的寄生电感.根据经验,每英寸走线的寄生电感约为20nH 图1-1 确定三种拓扑中的关键走线噪声尖峰一旦产生,不仅传递到输入/输出(影响电源性能),而且渗透到IC控制单元,使控制功能失稳失常,甚至使控制的限流功能失效,导致灾难性后果. 199

引言: 设计开关调整器PCB时,需知最终产品的好坏完全取决于它的布线,当然,有些开关IC可能会比其他开关IC对干扰更敏感.有时,从不同供应商购得的 “ 同类” 产品也可能有完全不同的噪声敏感度,.此外,某些开关IC结构本身也会比其他IC对噪声更敏感(如电流模式控制芯片比电压模式控制芯片”布线敏感度”高很多). 事实上,用户必须面对这样的现实: 半导体器件生产商不会提供其产品噪声敏感度的资料. 而作为设计人员,往往对布线不够重视,结果将似乎可稳定工作的IC弄得波形震荡,易受干扰,以致误动作,甚至导致灾难性的后果(开关烧掉). 另外,这些问题在调试后期往往很难纠正或补救,因此开始阶段就正确布线非常重要. 试验方法: 1. MOSFET 的驱动信号通常由IC内的驱动级产生,故MOSFET的源极应接至IC接地端.但MOSFET的实际表现并不由施加在栅极与参考间的电压所决定, 而是取决于栅极与源极间的电压,即完全取决于实际的V GS. 实例1,如果源极与地之间的走线有点长的话,在开关转换瞬间它上面会出现很大的电感反冲, 不严重的话只是降低开关转换的速度,严重时会使MOSFET错误地开通或关断,导致管子毁坏. 图1-2 是在关断瞬间可能发生的相当安全的情形.栅极控制MOSFET关断,但源极的PCB走线阻抗刚才也流过了电流,并产生小电压源(尖峰) 以阻止电流减小,电流持续流动直到能量消耗光.这使V GS波形发生改变从而使开关转换速度降低.然而,这种降低转换速度的方法并不值得推荐,根据我所知其结果不可预知,因为它本质上是基于寄生参数的. 图 1-2 关断时源极寄生电感的影响 2. 实例2, 图1-3 是一款使用在网络产品上的电源布线图,我们不难发现驱动信号到MOSFET的栅极之间的走线过长,(约为63mm) .且高频电感离驱动信号非常近,而导致在系统使用时,不时发生MOSFET 烧毁和PCB板大面积烧黑的现象, 200

精通开关电源设计

《精通开关电源设计》笔记三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1，电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3，功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4，周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26，最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。

开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算

开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 1-8-1-3．推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算图1-33中，储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法很相似。根据图1-33和图1-34，我们把整流输出电压uo和LC滤波电路的电压uc、电流iL画出如图1-35，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。图1-35-a）是整流输出电压uo的波形图。实线表示控制开关K1接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形；虚线表示控制开关K2接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形。Up表示整流输出峰值电压（正激输出电压），Up-表示整流输出最低电压（反激输出电压），Ua表示整流输出电压的平均值。图1-35-b）是滤波电容器两端电压的波形图，或滤波电路输出电压的波形图。Uo表示输出电压，或滤波电容器两端电压的平均值；ΔUc表示电容充电电压增量，2ΔUc等于输出电压纹波。

1-8-1-3-1．推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算在图1-33中，当控制开关K1接通时，输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端，在控制开关K1接通Ton期间，开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up（半波平均值）的正激电压uo，然后加到储能滤波电感L 和储能滤波电容C组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL 为：式中：Ui为输入电压，Uo为直流输出电压，即：Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。在此顺便说明：由于电容两端的电压变化增量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小，为了简单，我们这里把Uo当成常量来处理。对（1-136）式进行积分得：

经典LED驱动电源参考设计大集锦(内含设计原理图、实际案例分析)

经典LED驱动电源参考设计大集锦（内含设计原理图、实际案例分析） PI公司的众多LED驱动电源解决方案中，高效率、低功耗，外围简单、可调光、高稳定性是最大的特点，涉及工业、商业、家用等应用领域。不管是应客户需求设计，还是按相关标准设计，还是基于对行业发展趋势把握所做的前瞻性设计，都同样的出色，其方案、设计、想法具有行业指引性。其众多的驱动电源参考设计中蕴含很多电源基本理论,就算不用其公司的IC也可以作为设计参考，对工程师有超强的指导意义。 1.开关电源设计软件- PI Expert? 操作/设计指南 PI Expert可提供构建和测试工作原型所需的所有必要信息。这些信息包括完整的交互式电路原理图、物料清单(BOM)、电路板布局建议以及详细的电气参数表。PI Expert还可提供完整的变压器设计，包括磁芯尺寸、线圈圈数、适当的线材规格以及每个绕组所用的并绕线数。此外，还可生成详细的绕组机械装配说明。该程序可以将设计时间从数天缩短至几分钟。 2.采用LYTSwitch的带功率因数校正(PFC)的23 W T8电源设计适用于430 mA V (50 V) T8灯管的隔离式、低输入电压、超薄驱动器设计(DER-338)现已推出。这款新设计采用了PI新推出的LYTSwitch? LED驱动器系列器件LYT4215E。 3.一款高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器 PI推出了一份新的设计报告((DER-364)，介绍的是一款使用广受好评的LYTSwitch IC设计的高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器。其效率额定值高达85%以上，具有无闪烁调光和单向快速启动(<200 ms)的特性。 4.针对T10灯管的最新24 W LED驱动器设计 PI的一款效率达92%的24 W T10灯LED驱动器设计(DER-356)。该设计可极大简化离线式、带功率因数校正的LED电源的生产。 5.适用于可控硅调光A19灯的全新10 W PFC LED驱动器设计 PI发布的关于针对可调光A19灯的全新10 W驱动器设计(DER-328) 6.元件数最少的T8灯管LED驱动器设计–高效率、低THD PI现已推出DER-345–一款针对T8 LED灯的低输入电压、非隔离、高效率、高功率因数LED驱动器设计。 7.适用于A19替换灯的14.5 W可控硅调光的非隔离LED驱动器 Power Integrations的LED设计(DER-341) –适用于A19 LED灯的非隔离式、高效率、高功率因数(PF) LED驱动器。这款新的LED驱动器采用LinkSwitch-PH系列IC中的LNK407EG器件设计而成。

开关电源的系统设计深度解读

开关电源的系统设计深度解读开关电源的系统设计深度解读时间：2013-03-05 214次阅读【网友评论0条我要评论】收藏首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局：脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外，其中有一些技巧，现以3843电路举例见图（1）图一效果要好于图二，图二在满载时用示波器观测电流波形上明显叠加尖刺，由于干扰限流点比设计值偏低，图一则没有这种现象、还有开关管驱动信号电路，开关管驱动电阻要靠近开关管，可提高开关管工作可靠性，这和功率MOSFET高直流阻抗电压驱动特性有关。

开关电源学习笔记(含推导公式)

《开关电源》笔记三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1，电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3，功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4，周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26，最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。

史上最全的开关电源设计经验资料

三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1，电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3，功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4，周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26，最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。则代入k 后，dB ＝μ0×I ×dl ×R/4πR 3 对其积分可得B ＝ 3 40R C R Idl ?? π μ

大功率直流开关电源设计

大功率直流开关电源设计前言开关电源的发展及国外现状随着通信用开关电源技术的广泛应用和不断深入，实际工作中人们对开关电源提出了更高的要求，提出了应用技术的高频化、硬件结构的模块化、软件控制的数字化、产品性能的绿色化、新一代电源的技术含量大大提高，使之更加可靠、稳定、高效、小型、安全。在高频化方面，为提高开关频率并克服一般的PWM和准谐振、多谐振变换器的缺点，又开发了相移脉宽调制零电压开关谐振变换器，这种电路克服了PWM方式硬开关造成的较大的开关损耗的缺点，又实现了恒频工作，克服了准谐振和多谐振变换器工作频率变化及电压、电流幅度大的缺点。采用这种工作原理，大大减小了开关管的损耗，不但提高了效率也提高了工作频率，减小了体积，更重要的是降低了变换电路对分布参数的敏感性，拓宽了开关器件的安全工作区，在一定程度上降低了对器件的要求，从而显著提高了开关电源的可靠性。 1. 开关电源主电路的设计开关电源最重要的两部分就是主电路和控制电路。本章将根据大功率直流开关电源的要求对主电路各部分进行性能分析并计算各项参数，根据计算所得的数据结果选择各元器件，设计出各个独立模块，最后组装成开关电源的主电路。 1.1 开关电源的设计要求在本课题研究的过程中，主要对大功率开关直流电源的工作原理、电路的拓扑结构和运行模式进行了深入研究，并结合系统的技术参数，确定系统主电路的拓扑，设计出主电路，即分别设计出滤波、整流、DC-DC变换器、软启动和保护控制等部分。下面就对电源主电路的设计进行详细说明。

1.2 主电路组成框图根据需要设计大功率开关电源的技术要求，本文进行了方案的验证与比较，设计如图2-1所示的软开关直流开关电源的主电路框图。虚线以上是主电路，主电路主要分为输入整流滤波、逆变开关电路、逆变变压器和输出整流滤波；虚线以下为控制回路，控制回路主要包括信息检测电路、控制和保护单元、监控单元和辅助电源。本电源采用ZVZCS- PWM 拓扑，原边加箝位二极管，三相交流输入整流后，加LC 滤波，以提高输入功率因数，主功率管选用IGBT ，控制电路采用UC3875移相控制专用集成芯片，电流电压双闭环控制。具体设计主电路如图2-2所示，包括三个部分:(1) 输入整流滤波电路；(2) 单相逆变桥；(3) 输出整流滤波电路. EMI 全桥整流滤波高频逆变整流滤波辅助电源控制和保护单元反馈监控单元交流输入集中监控单元直流输出图2-1 直流开关电源的主电路框图 1.2.1 输入整流滤波电路三相交流电经电源内部EMI 滤波后，加到整流滤波模块。EMI 滤波器的作用是滤除功率管开关产生的电压电流尖峰和毛刺，减小电源内部对电网的干扰，同时又能减小其他用电设备通过电网传向电源的干扰。滤波电路采用LC 滤波，电感的作用是拓开电流导通时间，限制电流峰值，可以提高电源的输入功率因数。滤波电容采用四个电解电容，两个串联后并联使用，满足三相整流后的高压要求。电阻R1、R2是平衡串联电容上的电压，高频电容与电解电容并联使用，滤除高频谐波，弥补电解电容高频特性差的缺陷。

详解自激开关电源电路图

详解自激开关电源电路图该文章讲述了详解自激开关电源电路图. 自激开关电源电路图,STR41090电源属于自激式并联型开关电源,适应电网电压能力为150-280V。振荡过程 C808上约300V直流电压经R811加到N801的(2)脚内部开关管的B极,同时经T802的(1)、(3)绕组加到N801的(3)脚内部开关管的C极,开关管开始导通,电流流过T802的(1)、(3)绕组,在(1)、(3)绕组产生感应电压,极性为(3)正(1)负,经耦合,在(6)、(7)绕组也产生感应电压,极性为(7)正(6)负,此正反馈电压经C819、R817、R816送回到N801的(2)脚,使开关管电流进一步增大,雪崩的过程使开关管迅速饱和。开关管饱和期间,T802(1)、(3)绕组的电流线性增大,VD821、VD822截止,T802储存磁场能量。由于C819不断被充电,使N801的(2)脚电压不断下降,到某一时刻,N802(2)脚上的电压不能维持内部开关管的饱和,开关管退出饱和状态,C极电流减小,T802各绕组的感应电压极性全部翻转,反馈绕组(6)、(7)脚的电压极性为(6)正(7)负,经C819、R817、R816送到N801的(2)脚,使N801(2)脚电压进一步减小,又一雪崩过程使开关管迅速截止。开关管截止期间,VD821导通,在C822电容上形成112V电压;VD822也导通,在C824电容上形成18V电压,T802储存的磁场能量被释放。另一方面,C819上的电压经R817、R816、VD812、VD813放电,同时300V电压经R811给C819反向充电,这两个因素使C819左端的电压回升,即N801(2)脚的电压回升,当(2)脚电压上升0.6V以上

反激设计最牛笔记

【最牛笔记】大牛开关电源设计全过程笔记！反激变换器设计笔记 1、概述开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。基本的反激变换器原理图如图1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。 2、设计步骤

接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器 1.Step1：初始化系统参数 ------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------电网频率：fline（国内为50Hz） ------输出功率：（等于各路输出功率之和） ------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：

单路输出时，KL（n）=1. 2. Step2：确定输入电容Cbulk Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。

一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC： 3. Step3：确定最大占空比Dmax 反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。