加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计
加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计
中心议题：推挽正激变换推挽正激变换器的工作原理加无源无损缓冲吸收缓冲吸收的推挽正激变换器变换器设计
解决方案：缓冲吸收电路参数设计
推挽正激变换器是低压大电流输入场合的理想拓扑之一，但其输出整流二极管上由于反向恢复产生很高的电压尖峰。这将导致整流二极管选取困难，并影响其使用寿命。本文研究了一种加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器，整流二极管上尖峰电压小，可靠性高。并给出了该变换器的工作原理和缓冲电容的参数设计，还通过lkW实验样机给出了加缓冲吸收电路前后的实验波形。样机取得了高效率和高可靠性。0 引言在输入低压大电流场合，推挽正激变换器（Push-Pull Forward，PPF）因具有以下3方面的优点而得到广泛应用：(1)输入滤波器的体积和重最小；(2)箝位电容无损耗地抑制了功率管的电压尖峰；(3)变压器磁芯利用率高。在输出高电压时(本文为360V)，变压器副边线圈匝数较多，副边漏感不可忽略。在整流二极管反向恢复时间内，整流二极管上存在很高的电压尖峰，给整流二极管的选取带来困难，并降低了整流二极管的可靠性。虽然RC或者RCD缓冲电路可以一定程度上抑制二极管的电压尖峰，但是电阻上损耗较大。文献[3]提出了一种简单的无源无损缓冲吸收电路，可以较好地抑制整流二极管的电压尖峰。本文将该无损缓冲吸收电路应用于蓄电池供电的推挽正激变换器中，显著降低了整流二极管的电压尖峰。制作的原理样机电路结构简单，功率器件工作可靠性高，并且实现了高的整机变换效率。1 工作原理图1为加无损缓冲吸收的PPF电路。Ds1、Ds2分别为开关管S1、S2寄生的反并二极管，变压器的Np1=Np2=Np、Ns1=Ns2=Ns分别为原、副边的匝数，匝比n=Ns/Np，原边两个绕组的励磁电感均为Lm，Lo(图1中未标出)为变压器原边绕组的漏感．Lo’为折算到变压器副边绕组的漏感，D5、D6、D7、C1、C2构成无损缓冲吸收电路，且C1=C2=Cc。变压器副边两个绕组的连接点与输出滤波电容C3和C4的中点相连，输出电压为±V0/2。
在分析电路原理前，假定：(1)S1、S2，D1、D2、D3、D4导通压降忽略不计；(2)箝位电容C 较大，在稳态工作时两端电压保持为Vin不变；C3=C4=C0足够大，将它看作电压恒定为V0/2的电压源；L1=L2=L足够大，将它看作电流为I0的电流源；(3)开关周期为Ts，S1、S2每个周期开通时间均为Ton，S1、S2工作的占空比D=Ton/Ts。根据输出电感的伏秒积分平衡，可得变换器输入输出关系：V0=4nDVin。图2为加无损缓冲吸收的PPF电路工作原理波形图，一共分为14个工作模态。
(1)工作模态l[t0-t1] ，在t0以前，S1和S2都是关断的，输入电流沿回路Vin-Np-C-Np2环流，环流为Ia=2nDI0。原、副边绕组电压为零，整流二极管同时导通，iD1=iD2=I0/2。t0时刻，S1导通，Vin加在原边漏感Lo上，ip1迅速增加；Vc加在绕组的漏感上，ip2迅速减小并反向增人。同时，流过iD1、iD4的电流增大，流过iD2、iD3的电流减小，此过程持续到iD2减小到0并且增大到最大反向恢复电流时结束。模态l中，Vc1=Vc2=0，VD5=VD6=Vo/2，VD7=0。(2)工作模态2[t0-t2] ，t1时刻，D2、D3中反向恢复电流达到最大值，D5、D6导通，D2、D3达到瞬时反向电压Vo，缓冲电容C1(C2)和副边漏感Lo’开始谐振。Vin、VC分别加在原边绕组Np1、Np2上，ip1正向增大，ip2减小并反向增大。两端电压从零开始谐振增大，在半个谐振周期后达到最大值VC1max=VC2max=2nVin-Vo，此时模态2结束。模态2中，VD5=VD6=0，VD7=Vo。二极管D2、D3两端反向电压从V0逐渐增大VD2=VD3=4nVin-V0。(3)工作模态3[t2-t3] ，t2时刻，D2、D3两端电压回落到稳态关断值2nVin，D5、D6关断。变压
器原边工作的状况同模态2。当Vin≤Vo/n时，VC1=VC2=2nVin-Vo，VD5=VD6=nVin-Vo/2，VD7=2V。-2nVin；当Vin≥V。/n时．VD5=VD6=Vo/2。C1和C2在此工作模态一开始就向负载释放存储的部分能量，电压下降至VC1=VC2=nVin，此时VD7=O。(4)工作模态4[t3-t5] ，t3时刻，S1关断，此前ip1始终大于ip2，因此在S1关断瞬间S2的反并二极管DS2导通，此时，S1两端的电压被箝位到Vin+Vc=2Vin；绕组Np1中的漏感能量通过低阻抗回路Np1-c-Ds2释放到箝位电容C中，绕组Np2中的漏感能量通过回路Np2-Ds2一Cin释放到Cin 中。同时，流过D1、D4中的电流减小，D7导通，C1、C2提供部分负载电流；直到t4时刻，D1、D4完全关断，C1和C2提供全部负载电流。在该模态中，ip1不断减小，ip2不断正向增大，当ip1=ip2时，Ds2自然关断，该工作模态结束。该模态中VD7=0，VD5=VD6=Vo/2。(5)工作模态5[t5-t6] ，t5时刻，D2和S2都关断。在该模态中，环流Ia=ip1=ip2=2nDI。经过回路Vin-Np1-C-Np2给箝位电容C充电。副边整流二极管全部关断，C1和C2按照关系式(7)继续给负载放电，提供全部的负载电流；VD5=VD6=Vo/2，VD7=O。当C1、C2放电为零时，该模态结束。(6)工作模态6[t6-t7] ，t6时刻，C1和C2放电为零，副边整流二极管全部导通续流，iD1=iD2=Io/2。此时原边开关管都处于关断阶段，环流Ia基本保持不变。VD7=O，VC1=VC2=0，VD5=VD6=Vo/2。
(7)工作模态7[t7-t14]t7时刻，S2导通，开始下半个周期的工作，工作模态和上半个周期相同，只是励磁电流的方向相反，完成变压器的去磁。2 缓冲吸收电路参数设计缓冲电容的选取直接关系到整流二极管电压尖峰的抑制效果。由前面模态2分析可知，缓冲电容若选取过小，谐振周期过短，尖峰抑制效果不明显；若选取过大，虽然可以很好地抑制电压尖峰，但是缓冲电容充放电时间过长，将影响PPF电路正常工作模态，甚至占据整个二极管的续流过程，引起原边开关管电流尖峰过大。实际在选取缓冲电容Cc时使谐振周期满足式(8)条件：3 实验结果为了验证无损缓冲电路的尖峰吸收过程，研制了一台1 000W的实验样机。实验参数确定为：Vin=18V～32V，Vo=360V，n=9.5，C=33.3μF，L1=L2=320μH，C1=C2=4.7nF，C3=C4=470μF，Ts=20μs。S1和S2为FQAl40N10；D1、D2、D3、D4采用CSD10120，D5、D6、D7采用DSE112-06。图4(a)和图4(b)给出了在额定输入27V、输出l 000W时，不加缓冲电路和加缓冲电路时整流二极管vD1的电压波形。从实验波形中可以看出，加缓冲电路后，vD1的电压尖峰减小了300V左右，表明缓冲电路对整流二极管的电压尖峰具有很好的抑制作用。图4(b)中，S1关断后，在4个整流管都续流前，vD1波形有一小段突起，对应的是缓冲电容C1和C2给负载放电的过程。
图5给出了缓冲电路各器件的电压波形，波形从上往下依次是vgsl、vC1、vD7、vD5。当任何一个开关管开通时，缓冲电容充电，抑制了关断整流管的电压尖峰；当任何一个开关管关断时，缓冲电容给负载释放能量，然后4个整流二极管均导通续流。整流二极管和缓冲二极管上振荡周期均为和缓冲电容无关。其中，CD为整流二极管导通时的等效结电容。
图6为该变换器在24V、27V、30V输入时对应不同输出功率的的效率分布曲线图。其中输入电压为24V，输出功率600W时最高效率可达93.1％，27V满载1 000W时效率为92.8％。
4 结语本文研究了一种高效率高可靠性的推挽正激直流变换器。针对整流二极管上的电压尖峰高，应用了一种无源无损的缓冲吸收电路，可以很好地抑制整流二极管上的电压尖峰。详细地分析了该推挽正激直流变换器的工作原理，给出了缓冲电路的参数设汁，并通过研制的1kW实验样机，验证了该缓冲吸收电路良好的尖峰抑制效果，从而提高了整流二极管工作时的可靠性。同时，实验样机也取得了高效率。
反激变换器课程设计报告
电力电子课程实习报告 班级：电气10-3班 学号： 10053303 姓名：李乐
目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结
一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原理 1、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。
一种新型无源无损软开关Boost变换器
一种新型无源无损软开关Boost变换器Boost 对一种新型无源无损软开关Boost变换器的丄作原理和参数选择进行分析，并 给出理论波形和仿真波形。 1 开关电源訂前存在五个挑战性的问题，能否更加小型化就是其中之一。使开关电源小型 化的重要途径是提高开关频率。高频化能使变压器和电感等磁性元件以及电容体积和重量大为减少，从而提高变换器的功率密度。但是提高开关频率的同时也增加了开关损耗，并使电磁干扰更加严重。采用软开关技术可以降低开关损耗，使开关电源可以在低损耗情况下实现高频运行。其实现方法可分为有源和无源软开关技术。有源软开关技术在原有电路上附加有源器件（如开关），价格比较昂贵，工作时还要增加控制电路以对附加开关进行控制，电路复杂，可靠性比较差。相比之下，无源软开关电路简单，可黑性高，价格便宜。这些优点使得无源软开关近儿年倍受青睐。对于PWM变换器，无源软开关通过降低有源开关的di/dt和dv/dt来实现零电流导通和/或零电压关断，以减少开关损耗。文献[1]对无源软开关技术进行了总结，并提出了无源无损软开关PWM变换器合成方法。根据这种方法，可以合成多种性能良好的软开关PWM变换器。本文对其中的一种合成新型软开关Boost变换器的工作原理及参数选择进行了分析，给出理论波形和仿真波形，并对其进行分析。 2 这种新型无源软开关变换器在Boost基本拓扑基础上附加了一个子电路，如图 1虚框中所示。
子电路包括一个电感L,两个电容C 、C,三个二极管D 、D 和D 。L 提供主开关 rsrl23r 零电流开通条件，限制二极管D 的反向恢复电流。电容Cs 提供开关零电压关 断条件。电容 C 为电感L 能量恢复提供能量。这种变换器有七种运行模态。假设各种元器件 为理想元器rr 件，且C 〈C 下面对其进行分析。。sr (1) t 正激变换器及其控制电路的设计及仿真 电气工程 张朋 13S053081 设计要求： 1、输入电压：100V（±20％）； 2、输出电压：12V； 3、输出电流：1A； 4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）； 5、效率：η＞78％； 6、负载调整率：1％； 7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。 第一章绪论 1.课题研究意义： 对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC变换器。而正激变化器就实现了这种功能。 2.课题研究内容： 1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。 2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。其中闭环方式又分为PID控制和fuzzy控制。本文分别针对开环、PID控制，fuzzy控制建立正激变换器的Matlab仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。 第二章：正激电路的参数计算 本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。 1、正激变换器的等值电路图 图1 正激变换器等值电路图 2、参数计算 （1）变比n 根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比： n= D U U out in ?=4.012 100 ?=3.3 （2） 最大、最小占空比 最大占空比D max 定义为 D max = ()n U U U in d out 1 min ? +， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。 最小占空比D min 定义为 D min = ()n U U U in d out 1 max ? +， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。 （3） 电容 电容的容量大小影响输出纹波电压和超调量的大小。取开关频率f=200KHZ ，则T=5×10-6 s ， 根据公式： C=ripple ripple V f I ??81 ， 式中取I ripple =0.2A ，V ripple =0.07mV ， 所以C=1.79μF 。为稳定纹波电压，放大电容至50μF 。 （4） 电感 可使用下列方程组计算电感值： U out =L ×dt di ， dt= f D m in 1-， 式中U out =12V ，di 取为0.2A ，D min =0.333, 所以L=0.334mH 。 第三章 正激变换器开环的Matlab 仿真 本章首先建立了正激变换器开环下的Matlab 仿真模型，然后对其进行了仿真分析。 50W反激变换器的设计(CCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.45 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则主功率管开通时间为： Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 13.67 设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip1 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η ( 设定电源的效率η为0.8 ） Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T 变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T 变压器的实际初次级匝数可以取 Np = 27 T Ns = 2 T 重新核算变压器的设计 最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D ) D = 0.447 最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae ) Bmax = 0.195 T 初级电流Ip1 和Ip2： 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η Ip2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1 Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A 次级电流Is1和Is2 Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8A Is_rms = 12.56A 次级电压折射到初级的电压 V or = n * ( V o + Vf ) = 81V 初级功率管Mosfet 的选择 Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 V Ip_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A ( 设定应力降额系数为0.8 ） 可以选择Infineon 的IPP60R450E6 次级整流管Diode 的选择 Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 V Is_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A ( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ） 可以选择IR 的30CTQ060PBF 输出电容的选择 设定输出电压的纹波为50mv 输出电流的交流电流： Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D ) Isac_rms = 9.36A Resr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm 选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.3 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS 假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 12.53 设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2 Ip2=Io*T/Tr=25A Ip1 = Ip2/n=1.99 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T 变压器的次级匝数 Ns = Np / n = 1.4 T=2T 变压器的实际初次级匝数可以取 Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T 开关电源一次滤波大电解电容 开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间. 滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。 输入电解电容计算方法(举例说明)： 1.因输出电压12V 输出电流2A, 故输出功率：Pout=V o*Io=1 2.0V*2A=24W。 2.设定变压器的转换效率约为80%，则输出功率为24W的 电源其输入功率：Pin=Pout/效率=W W 30 % 80 24 =. 3.因输入最小交流电压为90V AC，则其直流输出电压为：Vin=90*1.2=108Vdc 故负载直流电流为：I= Vin Pin =A Vac W 28 .0 108 30 = 4.设计允许的直流纹波电压V ?/V o=20%，并且电容要维持电压的时间为1/4周期t（即半周期的工频率交流电压在约 是4ms，T= f 1 = 60 1 =0.0167S=16.7 ms）则： C=uF V t I 9. 51 6. 21 10 * 4 * 28 .0 *3 = = ? - 故实际选择电容量47uF. 5.因最大输入交流电压为264Vac，则最高直流电压为:V=264*2=373VDC. 实际选用通用型耐压400Vdc的电解电容,此电压等级,电容有95%的裕度. 6.电容器的承受的纹波电流值决定电容器的温升,进而决定电容器的寿命.(电容器的最大纹波电流值与其体积,材质有关.体积越大散热越好耐受纹波电流值越高)故在选用电容器要考虑实际纹波电流值＜电容器的最大纹波电流值. 7.开关源元器件温升一般较高,通常选用105℃电容器,在特殊情况无法克服温升时可选用125℃电容器. 故选用47uF,400v, 105℃电解电容器可以满足要求(在实际使用时还考虑安装机构尺寸,体种大小,散热环境好坏等) 加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计 中心议题：推挽正激变换推挽正激变换器的工作原理加无源无损缓冲吸收缓冲吸收的推挽正激变换器变换器设计 解决方案：缓冲吸收电路参数设计 推挽正激变换器是低压大电流输入场合的理想拓扑之一，但其输出整流二极管上由于反向恢复产生很高的电压尖峰。这将导致整流二极管选取困难，并影响其使用寿命。本文研究了一种加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器，整流二极管上尖峰电压小，可靠性高。并给出了该变换器的工作原理和缓冲电容的参数设计，还通过lkW实验样机给出了加缓冲吸收电路前后的实验波形。样机取得了高效率和高可靠性。0 引言在输入低压大电流场合，推挽正激变换器（Push-Pull Forward，PPF）因具有以下3方面的优点而得到广泛应用：(1)输入滤波器的体积和重最小；(2)箝位电容无损耗地抑制了功率管的电压尖峰；(3)变压器磁芯利用率高。在输出高电压时(本文为360V)，变压器副边线圈匝数较多，副边漏感不可忽略。在整流二极管反向恢复时间内，整流二极管上存在很高的电压尖峰，给整流二极管的选取带来困难，并降低了整流二极管的可靠性。虽然RC或者RCD缓冲电路可以一定程度上抑制二极管的电压尖峰，但是电阻上损耗较大。文献[3]提出了一种简单的无源无损缓冲吸收电路，可以较好地抑制整流二极管的电压尖峰。本文将该无损缓冲吸收电路应用于蓄电池供电的推挽正激变换器中，显著降低了整流二极管的电压尖峰。制作的原理样机电路结构简单，功率器件工作可靠性高，并且实现了高的整机变换效率。1 工作原理图1为加无损缓冲吸收的PPF电路。Ds1、Ds2分别为开关管S1、S2寄生的反并二极管，变压器的Np1=Np2=Np、Ns1=Ns2=Ns分别为原、副边的匝数，匝比n=Ns/Np，原边两个绕组的励磁电感均为Lm，Lo(图1中未标出)为变压器原边绕组的漏感．Lo’为折算到变压器副边绕组的漏感，D5、D6、D7、C1、C2构成无损缓冲吸收电路，且C1=C2=Cc。变压器副边两个绕组的连接点与输出滤波电容C3和C4的中点相连，输出电压为±V0/2。 在分析电路原理前，假定：(1)S1、S2，D1、D2、D3、D4导通压降忽略不计；(2)箝位电容C 较大，在稳态工作时两端电压保持为Vin不变；C3=C4=C0足够大，将它看作电压恒定为V0/2的电压源；L1=L2=L足够大，将它看作电流为I0的电流源；(3)开关周期为Ts，S1、S2每个周期开通时间均为Ton，S1、S2工作的占空比D=Ton/Ts。根据输出电感的伏秒积分平衡，可得变换器输入输出关系：V0=4nDVin。图2为加无损缓冲吸收的PPF电路工作原理波形图，一共分为14个工作模态。 (1)工作模态l[t0-t1] ，在t0以前，S1和S2都是关断的，输入电流沿回路Vin-Np-C-Np2环流，环流为Ia=2nDI0。原、副边绕组电压为零，整流二极管同时导通，iD1=iD2=I0/2。t0时刻，S1导通，Vin加在原边漏感Lo上，ip1迅速增加；Vc加在绕组的漏感上，ip2迅速减小并反向增人。同时，流过iD1、iD4的电流增大，流过iD2、iD3的电流减小，此过程持续到iD2减小到0并且增大到最大反向恢复电流时结束。模态l中，Vc1=Vc2=0，VD5=VD6=Vo/2，VD7=0。(2)工作模态2[t0-t2] ，t1时刻，D2、D3中反向恢复电流达到最大值，D5、D6导通，D2、D3达到瞬时反向电压Vo，缓冲电容C1(C2)和副边漏感Lo’开始谐振。Vin、VC分别加在原边绕组Np1、Np2上，ip1正向增大，ip2减小并反向增大。两端电压从零开始谐振增大，在半个谐振周期后达到最大值VC1max=VC2max=2nVin-Vo，此时模态2结束。模态2中，VD5=VD6=0，VD7=Vo。二极管D2、D3两端反向电压从V0逐渐增大VD2=VD3=4nVin-V0。(3)工作模态3[t2-t3] ，t2时刻，D2、D3两端电压回落到稳态关断值2nVin，D5、D6关断。变压 正激变换器 实际应用中，由于电压等级变换、安全、系统串并联等原因，开关电源的输入输出往往需要电气隔离。在基本的非隔离DC DC-变换器中加入变压器，就可以派生出带隔离变压器的DC DC-变换器。例如，单端正激变换器就是有BUCK变换器派生出来的。 一工作原理 1 单管正激变换器 单端正激变换器是由BUCK变换器派生而来的。图（a1）为BUCK 变换器的原理图，将开关管右边插入一个隔离变压器，就可以得到图（a2）的单端正激变换器 图（a1）BUCK变换器 图（a2）单端正激变换器 BUCK 变换器工作原理： 电路进入平恒以后，由电感单个周期内充放电量相等， 由电感周期内充放电平恒可以得到： ?==T dt L u T L U 001 即： 可得： 单端正激变换器的工作原理和和BUCK 相似。 其工作状态如图如图（a3）所示： 图（a3）单端正激变换器工作状态 开关管Q 闭合。如图所示，当开关管Q 闭合时的工作状态如图a4所示， ? ? =- -ON ON t T t o o i dt U dt U U 0 )(i i ON o o o i OFF o ON o i DU U T t U T D U DT U U t U t U U == -=-=-)1()()( 图（a4） 根据图中同名端所示，可以知道变压器副边也流过电流，D1导通，D2截止，电感电压为正，变压器副边的电流线性上升。在此期间，电感电压为： O I L U U N N u -= 1 2 开关管Q 截止。开关管截止时，变压器副边没有电流流过，副边电流经反并联二极管D2续流，在此期间，电感电压为负，电流线性下降: O L U U -= 在稳定时，和BUCK 电路一样，电感电压在一个周期内积分为零，因此： ()S O S I T D U DT U U N N ?-?=??? ? ??-1120 得： I O DU N N U 1 2= 由此可见，单端正激变换器电压增益与开关导通占空比成正比， 推挽式变换器 单端直流变换器都有共同的缺点，就是高频变压器只工作在磁滞回线的一侧，磁芯的的利用率较低，易于饱和。双端型直流变换器可以工作在一三象限，利用率较高。双端式直流变换器有推挽式、全桥式、和半桥式三种。 1.电路拓扑图 其中NP1=NP2=NP，NS1=NS2=NS。N为变比。 2.电路原理及波形图 假设储能电感的电感量远大于临界电感， 电路工作在电流连续模式。 （1）VT1开通，VT2关断。 NP1下正上负，根据NP2与其同名端位置判定， 也为下正上负。每段电压为Ui,VT2承受两倍 Ui.二次侧VD1正向偏执，VD2截止。由变压 器关系的us=Ui/n，VD2承受2倍反向电压 2Ui/n。电感L储能。 （2）VT1，VT2截止。 截止后变压器两端磁通均保持不变，电压均为零。储能电感L放电，VD1，VD2均正向偏执导通，也起到续流二极管的作用。电感两端电压=-Uo。 （3）VT1关断，VT2关断。 NP2上正下负，根据NP1与其同名端位置判定其也为上正下负。每段电压为Ui,VT1承受两倍Ui.二次侧VD2正向偏执，VD1截止，承受2倍反向电压2Ui/n。电感L 再次储能。 （4）VT1，VT2都截止。 截止后变压器两端磁通均保持不变，电压均为零。储能电感L放电，VD1，VD2均正向偏执导通，也起到续流二极管的作用。电感两端电压=-Uo。 3输出电压Uo 虽然一个周期为T但是由于（2）（4）过程的存在，两个开关的导通时间都小于0.5T。 每个功率开关管的占空比为D，D=ton/T,总占空比Do=2D。 输出电压Uo=2DUi/n。 4 优点：变压器磁芯利用率高，输出功率大，纹波电压小。驱动电路简单 缺点：变压器绕组利用率低，功率开关管都要承受2倍电源电压或者更高，对器件的耐压要求更高。 无源无损缓冲电路及其新拓扑 摘要：在分析无源无损缓冲电路的拓扑分类和硬开关转换过程中开关损耗的基础上，总结了无源无损缓冲电路的结构原理和一般实现方法。重点介绍了其在DC/DC变换器中两种新颖的拓扑结构，并简要地分析了它们的工作原理和优缺点。 关键词：无源无损缓冲电路；DC/DC变换器；功率因数校正 1 概述 在硬开关电路中，有源开关器件连接在刚性的电压源或电流源上，开关损耗大、电磁干扰严重、可靠性低，且随着开关频率的提高，这种现象更为严重。为了克服这些缺陷，软开关技术被广泛采用。 有源缓冲电路、RCD缓冲电路、谐振变换器、无源无损缓冲电路是常用的软开关技术。其中，有源缓冲电路通过增添辅助开关以减少开关损耗，但这也增加了主电路和控制电路的复杂程度，从而增大了性价比，也降低了可靠性；RCD缓冲电路虽然结构最简单，价格最便宜，但由于电阻消耗了能量，效率较低，在各种软开关技术中性能最差；而谐振变换器虽然实现了ZVS或ZCS，减少了开关损耗，但谐振能量必须足够大，才能创造ZVS或ZCS条件，而且谐振电路中循环电流较大，还必须在特定的软开关控制器的控制信号下工作，增加了通态损耗、增加了成本、降低了可靠性。与这三种方法不同，无源无损缓冲电路既不使用有源器件，也不使用耗能元件，因而兼具以上三种方法的优点。其结构与RCD缓冲电路一样简单，效率与有源缓冲电路、谐振变换器一样高，电磁干扰小、造价低、性能好、可靠性高，因而获得了广泛的应用。 目前，无源无损缓冲技术虽已比较成熟，但在国内外仍不时有新的拓扑和研究成果发表。本文在参考了最近20多年中无源无损缓冲电路研究成果的基础上，总结了无源无损缓冲电路的结构原理和一般实现方法。此外，重点介绍了其在PWM DC/DC变换器中两种最新的拓扑结构，分析了它们的工作原理，并比较了它们的优缺点。 2 拓扑分类 在过去的几十年里，出现了许多不同的无源无损缓冲电路的拓扑结构，它们可以用一套属性来描述[1]。为此，可划分为两类：一类是最小电压应力单元（MVS），如图1（a），图1（b）所示；另一类是非最小电压应力单元（Non-MVS）,如图1（c），图1（d），图1（e），图1(f)所示。最小电压应力单元[2]仅使用一个电感和电容值较小的电容就能使主开关管电压应力最小，但实现软开关的范围不大；非最小电压应力单元[3]增加了一个电感，同时也增加了主开关管的电压应力，但与最小电压应力单元相比，在同样的电感和电容下，其软开关范围较大。而且，在小功率情况下，具有较高的效率。 (a) MVS (b) MVS (c)Non-MVS (d)Non-MVS IGBT无损缓冲吸收电路设计 1 IGBT无损吸收网络 工作在硬开关方式下的IGBT，若不断地提高其工作频率会引起以下问题。 1）开关损耗大。开通时，开关器件的电流上升和电压下降同时进行；关断时，电压上升 和电流下降同时进行。电压、电流波形的交叠产生了开关损耗，该损耗随开关频率的提高 而急速增加。 2）感性关断电压尖峰大。当器件关断时，电路中的感性元件感应出尖峰电压。开关频率 愈高，关断愈快，该感应电压愈高。此电压加在开关器件两端，易造成IGBT模块击穿。3）容性开通电流尖峰大。当开关器件在很高的电压下开通时，储存在开关器件结电容中 的能量将以电流形式全部耗散在该器件内。频率愈高，开通电流尖峰愈大，从而会引起IGBT器件过热损坏。另外，二极管由导通变为截止时存在着反向恢复期，开关管在此期间的开通动作易产生很大的冲击电流。频率愈高，该冲击电流愈大，对器件的安全运行造成 危害。 4）电磁干扰严重。随着频率提高，电路中的di/dt和du/dt增大，从而使电磁干扰增大，影响变换器和周围电子设备的工作。 上述问题严重妨碍了开关器件工作频率的提高，降低变换器的效率，并危及开关器件的安 全可靠工作。近年来开展的软开关技术研究为克服上述缺陷提供了一条有效途径。软开关 工方式与硬开关工作方式不同，理想的零电流软关断过程是电流先降到零，电压再缓慢上 升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于器件关断前电流已下降到零，解决了感性关断 问题。理想的零电压软开通过程是电压先降到零后，电流再缓慢上升到通态值，所以开通 损耗近似为零，器件结电容上的电压亦为零，解决了容性开通问题。同时，开通时二极管 反向恢复过程已经结束，因此二极管反向恢复问题亦不存往。di/dt和du/dt的降低使得EMI问题得以解决。 软开关技术实际上是利用电容与电感缓冲吸收原理，使开关器件中电流（或电压）按正弦 或准正弦规律变化。当电流过零时，使器件关断；当电压过零时，使器件开通-实现开关损耗为零。 软开关技术在改善功率开关器件工作状态方面效果明显，使电力变换器的高频化成为可能，提高了功率器件工作的可靠性和安全性，实现了开关器件的软开关，使开关器件的电压、 电流应力减小，在减小电力变换器的体积、重量以及降低电磁干扰方面效果明显。 1．缓冲吸收原理 缓冲电路（阻容吸收电路）主要用于抑制模块内部的IGBT单元的过电压和du/dt或者过 电流和di/dt，同时减小IGRT的开关损耗。由于缓冲电路所需的电阻、电容的功率、体积都较大，所以在IGBT模块内部并没有专门集成这部分电路，因此，在实际的系统中设有 缓冲电路，通过电容可把过电压的电磁能量变成静电能量储存起来，电阻可防止电容与电 1. 确定电源规格. 输入电压范围Vin=85 —265Vac; 输出电压/ 负载电 流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取: 工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85* “2-20=100Vdc( 取低频纹波为20V). 根据伏特- 秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输岀电流的过流点为120%;+5v 和+12v整流二极管的正向压降均为 1.0V. +5V 输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V 输岀功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输岀总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A 5. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt, 得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4.5/[3.00-1.20] =250uH 6. 变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=P t*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?], 其中: Pt( 变压器的标称输岀功率)= Pout=85W Ko( 窗口的铜填充系数)=0.4 Kc( 磁芯填充系数)=1( 对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j( 电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90] LCD 无损缓冲电路原理 反激变换器加入无损缓冲电路后，可以大大减少开关损耗。LCD 无损缓冲电路图如图2-6 图2-6 LCD 无损缓冲电路图 LCD 无损缓冲电路工作原理及分析[4]如下,其工作波形如图2-7所示。 1）工作模态 1：t0~t1。 当t = t0时，开关管S 开始导通，缓压电容C r 与电感L r 、二极管D 1组成谐振支路，C r 端压下降。 2）工作模态 2：t1 ~ t2 当t=t1时，功率开关S 及原边电感电流线性增加，二极管D 0反偏，工作状态和硬开关工作情况相同。 3）工作模态 3：t2 ~ t3 当t =t2时，开关管S 关断，储能电感 L 1、漏感 L k 沿C r ，D 2释放能量，C r 两端电压缓慢上升，原边电感电压L u 下降。 4）工作模态 4：t 3~ t4 当t=t3时，L u 下降到使 D 0正偏导通，随后原边电感被箝位，o L U N N u 2 1-=，C r 与L 1，L k ，直流输入电源、D 1和 L r 形成谐振回路。等效电感L e =L 1+L k +L r 。ds u 在t= t3时刻突然下降，以后近似按线性规律下降。 5）工作模态 5：t4 ~ t5 电容C r 两端电压U cr 不变，D0I 线性减小。 6）工作模态 6：t5 ~ t6 当t= t5时，D0关断，对原边绕组的箝位作用消失，C r沿L1、L k、直流输入电源、D1和L r释放能量。 7）工作模态7：t6 ~ t7 当t=t6时，电容C r端压保持U d不变，输出滤波电容向负载提供能量，直至下一周期开始。 图2-7 LCD无损缓冲电路工作波形 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)实用新型专利 (10)授权公告号 (45)授权公告日 (21)申请号 201920241889.0 (22)申请日 2019.02.26 (73)专利权人 晟道科技石家庄有限公司 地址 050200 河北省石家庄市鹿泉经济开 发区御园路99号光谷科技园A1-617室 (72)发明人 张西恩 王金明 (51)Int.Cl. H02M 1/34(2007.01) (54)实用新型名称一种应用于车载DC/DC变换器硬开关无损吸收电路(57)摘要本实用新型提供了一种应用于车载DC/DC变换器硬开关无损吸收电路，本实用新型涉及车载DC/DC变换器硬开关无损吸收电路技术领域，应用于车载DC/DC变换器硬开关无损吸收电路，包括输入滤波电容、输出滤波电容、功率电感、功率二极管、功率开关管、第三吸收二极管、第四吸收二极管、吸收电感、吸收电容以及负载端，功率开关管与功率电感通过导线电性连接，且功率电感与功率二极管通过电线连通，功率电感和功率二极管输出端均与输出滤波电容输入端信号连接，且功率二极管与第四吸收二极管串联；本实用新型的有益效果在于：利用电感、电容和二极管组成无损吸收电路，既能避免开关管承受较高的电压尖峰，又能将能量进行回馈， 降低损耗。权利要求书1页 说明书3页 附图1页CN 209462252 U 2019.10.01 C N 209462252 U 权 利 要 求 书1/1页CN 209462252 U 1.一种应用于车载DC/DC变换器硬开关无损吸收电路，包括输入滤波电容CD3、输出滤波电容CD4、功率电感L2、功率二极管D2、功率开关管Q2、第三吸收二极管D3、第四吸收二极管D4、吸收电感L3、吸收电容C2以及负载端R3，其特征在于：所述功率开关管Q2与功率电感L2通过导线电性连接，且所述功率电感L2与功率二极管D2通过电线连通，所述功率电感L2和功率二极管D2输出端均与输出滤波电容CD4输入端信号连接，且所述功率二极管D2与第四吸收二极管D4串联，所述功率电感L2分布有电感和寄生电感，且所述功率电感L2通过电感和寄生电感向吸收电容C2充电，所述吸收电容C2与吸收电感L3和第三吸收二极管D3通过导线相接通，且所述吸收电感L3与第三吸收二极管D3电性连接。 2.根据权利要求1所述的一种应用于车载DC/DC变换器硬开关无损吸收电路，其特征在于：所述输出滤波电容CD4的容量大于吸收电容C2的容量。 3.根据权利要求1所述的一种应用于车载DC/DC变换器硬开关无损吸收电路，其特征在于：所述吸收电容C2的上电压上升斜率大于输出滤波电容CD4的上电压上升斜率。 4.根据权利要求1所述的一种应用于车载DC/DC变换器硬开关无损吸收电路，其特征在于：所述吸收电感L3和第三吸收二极管D3输出端均与负载端R3输入端相接。 5.根据权利要求1所述的一种应用于车载DC/DC变换器硬开关无损吸收电路，其特征在于：所述功率二极管D2输出端和输入端分别通过第三吸收二极管D3和第四吸收二极管D4实现隔离。 2 26.5W AC/DC Isolated Flyback Converter Design TASK : 26.5W 9-Outputs AC/DC Isolated Flyback Converter Design SPECIFICATION: Technical Specification on Sept 10, 2008 DATE: 15 Sept. 2008 Customer Specification f L 100Hz :=Line frequency fs 100kHz :=Switching frequency Vo 1 5.0V :=Main output voltage Io 1_max 2A :=Main Nominal load current Vo 215.0V :=Io 2_max 30mA :=Vo 315.0V :=Io 3_max 30mA :=Vo 415.0V :=Io 4_max 0.3A :=Vo 524.0V :=Io 5_max 0.1A :=Vo 618.0V :=Io 6_max 0.12A :=Vo 718.0V :=Io 7_max 0.12A :=Vo 818.0V :=Io 8_max 0.12A :=Vo 918.0V :=Io 9_max 0.12A :=+5V Output ripple voltage Vr 100mV :=+5VStep load output ripple voltage ΔVo step 150mV :=ΔIo 5V Io 1_max 80?% :=+5V Step load current amplitude η0.70 := 一种新颖的无源无损缓冲电路的分析与工程设计 来源：天天加油更新时间：2005-4-8 点击数：188 您正在看的电子通信论文是:一种新颖的无源无损缓冲电路的分析与工程设计。 摘要：详细分析了一种新颖的具有较强工程实用价值的无源无损缓冲电路的工作过程，并给出了其设计方法。一台400V输入，110V/10A输出的带有该电路的Buck变换器验证了无源无损缓冲电路的分析和工程设计。 关键词：缓冲电路；无源；无损；谐振 1 概述 在各种形式的开关变流器中，为了减小功率管的电流、电压及热应力，降低损耗，提高变流器效率，减小电磁干扰，提高开关频率和增加变流器功率密度，广泛采用了软开关技术。作为软开关技术的一种，无源无损缓冲电路通过在主电路中附加电容、电感及二极管等无源元器件，使主开关具有零电压、零电流开关条件，并且由于能将缓冲电路上的储能全部传递给负载，从理论上讲缓冲电路是没有损耗的，这也有利于提高变换器的效率。 图1中所示的是一种新颖的无源无损缓冲电路拓扑，可分别应用于Buck电路和Boost 电路，特别是在高开关频率和中大功率场合。该缓冲电路能使主开关S在零电流开通（ZC ON）和零电压关断（ZVOFF）条件下工作，极大降低了开关管在这种同时处于高电压和大电流换流条件下的电路中所承受的应力，而且还能有效地抑制主二极管D的反向恢复电流。这种缓冲电路拓扑相对简单，使用的元器件数目较少，具有较强的工程实用价值。2无源无损缓冲电路工作过程分析以Buck电路为例，图2和图3分别描绘了该无源无损缓冲电路各阶段的工作过程与相应波形。 图2 阶段1〔t0，t1〕——零电流开通t0时刻S导通，由于缓冲电感Lr的存在，开关管中的电流缓慢上升，S获得了零电流开通（ZCON）条件。该阶段中，输入电压直接施加在Lr 上，其电流线性下降，因此S中的电流线性上升。另一方面，阶段1也是D进行反向恢复的过程。由于Lr的存在，极大抑制了D的反向恢复电流，并使反向恢复过程中的电压尖峰大大削弱。在分析中不考虑反向恢复过程，t1时刻当Lr中的电流下降到零时D截止，阶段2开始。 电力电子技术课程设计 班级：电气 1102 学号： 姓名： 扬州大学水利与能源动力工程学院 电气工程及其自动化 二零一五年一月 目录 第一章：任务书 (3) 一、课程设计的内容 (3) 二、课程设计的目的和要求 (3) 三、仿真软件的使用 (3) 四、时间安排 (4) 五、设计总结报告主要内容 (5) 第二章：课程设计报告 (6) 一设计任务及要求 (6) 二主电路方案确定 (7) 三推挽型DC/DC变换器额定参数 (9) 四建立仿真模型并进行仿真实验 (10) 五心得体会 (13) 六参考文献 (14) 第一章：任务书 一、课程设计的内容 推挽型DC/DC变换器的设计及研究(PSPICE) 二、课程设计的目的和要求 1、进一步熟悉和掌握电力电子原器件的器件； 2、进一步熟悉和掌握电力电子电路的拓扑结构和工作原理； 3、掌握电力电子电路设计的基本方法和技术，掌握有关电路参数设计的方法； 4、培养对电力电子电路的性能分析的能力； 5、培养撰写研究设计报告的能力。 三、仿真软件的使用 在电力电子系统中，需要应用大功率开关器件，因此对工程人员来说对所设计的电路最好能通过计算机分析和仿真，不断修改和完善电路。 PSPICE是当今世界上著名的电路仿真标准工具之一，是较早出现的EDA 软件之一，1985年就由MICROSIM公司推出。现在使用较多的是PSPICE 6.2，工作于Windows环境，整个软件由原理图编辑、电路仿真、激励编辑、元器件库编辑、波形图等几个部分组成，使用时是一个整体，但各个部分各有各的窗口。新推出的版本为PSPICE 9.2，是功能强大的模拟电路和数字电路混合仿真EDA 软件。它可以进行各种各样的电路仿真、激励建立、温度与噪声分析、模拟控制、波形输出、数据输出、并在同一个窗口内同时显示模拟与数字的仿真结果。无论对哪种器件哪些电路进行仿真，包括IGBT、脉宽调制电路、模／数转换、数／模转换等，都可以得到精确的仿真结果。对于库中没有的元器件模块，还可以自已编辑。PSPICE可以对电路进行以下一些工作： 摘要：同步整流技术的广泛应用促进了低电压大电流技术的发展，但是，使用同步整流技术会造成开关电源在轻载情况下的低效率问题。以正激式同步整流变换器为例，从电感电流连续和断续两种状态，分析了轻载工况下的工作情况。 关键词：同步整流；CCM；DCM；环路电流；振铃 O 引言 随着计算机、通讯和网络技术的迅猛发展，低压大电流DC/DC变换器成为目前一个重要的研究课题。传统的二极管或肖特基二极管整流方式，由于正向导通压降大，整流损耗成为变换器的主要损耗。功率MOSFET导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高，成为低压大电流功率变换器首选的整流器件。根据MOSFET的控制特点，应运而生了同步整流(Synchronous rectification，SR这一新型的整流技术。 1 同步整流正激变换器 图l给出的是一种电压自驱动同步整流正激变换器，图l中两个与变压器耦合的分离辅助绕组N4、N5用来分别驱动两个同步整流管S201、S202。当主开关管导通时，变压器副边绕组上正下负，S201栅极电压为高，导通整流；主开关管截止时，副边绕组下正上负，续流S202 栅极为高，导通续流。 正激变换器中，同步整流S201的运行情况与变压器磁复位方式有关。如果采用如图1所示的辅助绕组复位电路，在复位结束过程之后，变压器电压保持为零的死区时间内，输出电流流经续流同步整流管S202，但是S202栅极无驱动电压，所以输出电流必须流经S202的体二极管。M0SFET体二极管的正向导通电压高，反向恢复特性差，导通损耗非常大，这就使采用MOSFET整流的优势大打折扣，为了解决这一问题，较为简单的做法是在S202的漏极和源极之间并联一个肖特基二极管D201，在S202截止的时间内，代替S202的体二极管续流，这 一方法增加的元件不多，线路简单，也很实用。 为了优化驱动波形，可以采用分离的辅助绕组来分别驱动两个同步整流管，比起传统的副边绕组直接驱动的同步整流变换器来说，这种驱动方式无工作电流通过驱动绕组，因此不需要建立输出电流的时间，MOSFET能够迅速开通，开通时的死区时间即体二极管导通的时间减少了一半。另一方面驱动电压不只局限于副边电压，可以通过调整辅助线圈来得到合适的驱动电压。 2 轻载条件下的同步整流 对于正激变换器，在主开关管截止的时间里，输出电流是靠输出储能电感里的能量维持的，因此变换器有两种可能的运行情况：电感电流连续模式(CCM，continuous current mode和电感电流断续模式(DCM，discontinuous current mode。 反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤 齐纳管吸收漏感能量的反激变换器： 0. 设计前需要确定的参数 A开关管Q的耐压值：Vmq B 输入电压范围：Vinmin ～Vinmax C 输出电压V o D 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io） E 电源效率：X F 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C） G 工作频率：f H 最大输出电压纹波：V opp 1. 齐纳管DZ的稳压值Vz Vz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有V inmax + Vz < Vmq × 95% 。 2. 一次侧等效输出电压Vor V or = Vz / 1.4（见注释A） 3. 匝比n（Np/Ns） n = V or / (V o + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。 4. 最大占空比的理论值Dmax Dmax = V or / (V or + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。 一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。 ----------------------------------------------------------------------------- 上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。 ----------------------------------------------------------------------------- 5. 负载电流Io Io = Po / V o，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。 6. 一次侧有效负载电流Ior Ior = Io / n ，由Ior × Np = Io × Ns得来。 7. 占空比D D = Iin / (Iin + Ior)，其中Iin = Pin / V in，而Pin = Po / X。这里V in取Vinmin。（见注释B） 8. 二次电流斜坡中心值Il Il = Io / (1 - D) 9. 一次电流斜坡中心值Ilr Ilr = Il / n 10. 峰值开关电流Ip k Ipk = (1 + 0.5 × r) × Ilr 11. 伏秒数Et Et = V inmin × D / f ，（Et = V on × Ton = V inmin × D/f） 12. 一次电感Lp Lp = Et / (Ilr × r) 13. 磁芯选择 （1）V e = 0.7 × (((2 + r)^2) / r) × (Pin / f)，V e单位cm^3；f单位KHz，根据此式确定磁芯有效体积V e，寻找符合此要求的磁芯。（见注释D） （2）最适合反激变压器的磁芯是“E Cores”和“U Cores”，“ETD"、”ER"、“RM"这三种用于反激性能一般，而“Planar E”、“EFD"、”EP"、“P"、”Ring"型不适合反激变压器。 （3）材质选锰锌铁氧体，PC40比较常用且经济。 14. 一次匝数Np Np = (1 + 2/r) × (V on × D)/(2 × Bpk × Ae × f)，其中V on = V inmin - Vq，Vq是开关管Q的导通压降；Bpk不能超过0.3T，一般反激变压器取0.3T；Ae是磁芯的有效截面积，从所选磁芯的参数中查的。（公式推导见注释E，说明见注释F） 15. 二次匝数Ns正激变换器及其控制电路的设计及仿真
(完整版)50W反激变换器的设计
加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计
正激变换器工作原理
推挽式变换器
无源无损缓冲电路及其新拓扑
IGBT无损缓冲吸收电路设计
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算
LCD无损缓冲电路原理
【CN209462252U】一种应用于车载DCDC变换器硬开关无损吸收电路【专利】
TI 反激变压器设计
一种新颖的无源无损缓冲电路的分析与工程设计
推挽型DC变换器
轻载下的正激同步整流变换器分析_百度文库.
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤