磁控溅射高频脉冲(A-2K)电源的研制1

中南民族大学

硕士学位论文

磁控溅射高频脉冲（A<'2>K）电源的研制

姓名：刘亚东

申请学位级别：硕士

专业：等离子体物理

指导教师：孙奉娄

20080501

摘要

根据调研和文献，对不同的溅射技术进行了比较，针对脉冲磁控溅射（Pulse Megnetron Sputtering（PMS））的特点及受限于电源技术的瓶颈，提出了A2K（Active Arc Killer）电源指标：输出频率最高达300kHz，负向电压在0～-500V可调，负向最大峰值电流达2A，正向电压在0～100V可调，正向最大峰值电流达1A，负向占空比10％～60％范围可调的双向脉冲电源。

为了实现电源指标，分析了拟设计电源的难点：主要是受电力电子器件的限制，电压、电流和频率同时达到所需水平的电力电子器件目前在国内无法找到，即使找到了成本也是相当高。因此，本文从结构上入手，提出了整体的电源解决方案，它由两个独立的DC/DC变换（分别用于调节正、负向电压）、一个斩波系统（用于形成正向脉冲）和一个逆变倍频系统（用于形成负向脉冲）构成。逆变倍频系统及其与斩波系统的配合是核心问题，方案在一定程度上突破了电力电子器件的限制，为溅射电源设计提供了新的方案。

根据总体方案，详细论述了主电路的拓扑选择、功率器件的选择、磁性器件的设计、缓冲电路的选择、控制电路和驱动电路的设计。在比较了各种拓扑优缺点之后，根据电源指标要求，选择了全桥电路作为负向调压系统的DC/DC变换拓扑，正激电路作为正向调压系统的DC/DC变换拓扑，逆变倍频系统也采用全桥逆变，副边采用可控整流。由于对频率有较高要求，功率开关管全部采用功率MOSFET。讨论了中高频下Miller效应对功率开关管驱动的影响及其解决方案，还讨论了缓冲电路的作用及参数选择。

本文还从工程经验上详细描述了电源调试中出现的问题和如何解决这些问题的详细过程。通过示波器检测驱动信号实时波形，验证了Miller效应的影响。通过检测负载电压和电流波形、电源在功能上达到了设计指标。

实际用于磁控溅射实验，与RF、DC溅射进行比较，验证了脉冲溅射的优势和电源的实用性，此电源可作为实验室磁控溅射试验电源。

关键词：脉冲磁控溅射；高频脉冲电源；逆变倍频；Miller效应

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Abstract

On the base of reading many literatures and investigation, several different sputtering technologies were compared. Aimed at the specialties of Pulse Magnetron Sputtering (PMS) Technology and the choke point of Power Supply Technology, the requirements of the power supply parameters were proposed. The detail parameters are that the frequency is up to 300kHz, the negative voltage can be varied between 0V and -500V, the negative peak current can be reached2 Amperes, the plus voltage can be varied between 0V and 100V, the plus peak current can be reached 1 Ampere, the negative Duty Ratio can be varied between 10％ and 60％.

In order to implement the requirements of the power supply parameters, the difficulties of the power supply which would be designed was analyzed: As a result of limitation of power electronics component, the component that the voltage value, current value and the frequency response meet the requirements is hardly found and expensive. Therefore, starting from topology, the whole solution for the power supply was proposed. The whole solution was that the power supply was composed of two independent DC/DC converters (used for regulating plus voltage and negative voltage, respectively), one chopper (used for forming plus pulse), and an invert frequency-doubled system (used for forming negative pulse). The core is the matching of invert frequency doubling system and the chopper. The problems of power electronics component was solved to some extent, thereby it made achieving power supply parameter index possible.

According to the overall solution, a detailed discussion of choosing topology for main circuit, choice of power device, design of magnetic device, choice of snubber circuit, design of control circuit and design of driving circuit. After comparing the merit and the disadvantage of all kinds of topologies, as power supply parameters index required, the full-bridge topology and the forward topology was chosen used for negative and plus voltage regulation, respectively. The full-bridge topology was also chosen used for invert frequency doubling system, but the second windings current would be rectified by diode and Power MOSFET, which can block short circuit when the plus pulse was turned on. Owing to the circuit works in high frequency, the Power MOSFET was chosen as power switch. The influence of Miller effect to driving signal and the solution were described. The function of the snubber circuit and the choice of its parameters were also discussed.

The problems and the detailed process of solving these problems in debugging the power supply were described on engineering experience. Real-time waveforms were tested by oscilloscope, and the influence of Miller Effect was verified. By means of detecting the load voltage and current waveform, the design indexes of power supply were achieved functionally, and the power supply can be used for do some experiment

on magnetron sputtering in laboratory.

Applied in Magnetron Sputtering experiment and compared with RF and DC Magnetron Sputtering, the A2K Power Supply’ practicality and the advantage of PMS

were verified. Therefore, this Power Supply can be used in Magnetron Sputtering experiment in laboratory.

Key words: Pulsed Magnetron Sputtering; High Frequency Pulsed Power Supply;

Invert Frequency Doubling; Miller Effect.

中南民族大学

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第一章绪论

1.1 溅射技术的发展

溅射沉积技术是固体材料在较高荷能(100~2000eV)的粒子轰击下，其表面层的原子间结构受到破坏，部分原子获得足够能量后逸出表面(其中也包括电子和离子)，沉积在附近的基片上，形成所需要的薄膜。

早在沉积薄膜的其它技术产生以前，溅射技术就已被发现，因为它可以发生在稀薄的真空中。1852年发表在皇家协会自然科学学报上的W. R. Grove一篇文章，第一次提到以辉光放电阴极（也就是等离子体）溅射金属沉积薄膜。虽然后来许多学者作了研究，但由于当时科学技术水平和试验手段的限制，本技术长时间没有被理解和接受。尽管1920年后在实验室研究溅射技术获得了一些溅射沉积薄膜层的实验结果，可是没有彻底解决溅射沉积的本质问题，因此它一直处在实验阶段。直到上世纪50年代，各工业先进国家开始重视镀膜工艺的发展，溅射技术才真正被重视起来，但当时都是二极溅射，二极溅射离化率低、沉积速率低、基片由于直接受高能电子轰击导致温升很高，且膜层易受损伤[1]。磁控溅射技术一直到上世纪70年代才被发明[2,3]。

磁控溅射是指利用磁场与电子交互作用，依托磁场束缚和延长电子的运动路径，改变电子的运动方向，使电子在靶表面附近呈螺旋状运动，产生的离子在电场作用下撞向靶面从而靶材被溅射出。磁控溅射基本上克服了二极溅射的“低速高温”的缺点，沉积速率大为提高。另外，磁控溅射还有其它优点，如设备简单，操作方便，控制也不太难。在溅射镀膜过程中，只要保持工作气压和溅射功率恒定，基本上即可获得稳定的沉积速率。如果能精确地控制溅射镀膜时间，沉积特定厚度的膜层比较容易实现。

磁控溅射的发展经历了提高溅射速率，提高靶材使用效率和提高膜层质量几个阶段，目前大家所关心的主要是如何提高膜层质量这个问题。

20世纪80年代后期产生的非平衡磁控溅射是通过磁控溅射阴极的内外两个磁极的磁通量不相等，利用其阴极的磁场大量向靶外发散的特性，可将等离子体扩展到远离靶面处，使基片浸没其中，这样有利于磁控溅射为基础实现大面积离子镀[4,5]。它与传统的磁控溅射最大的不同就是等离子体被限制的程度不同。

90年代初又产生了闭环非平衡磁控溅射[6]，它是在非平衡磁控溅射技术基础上，为更进一步地提高真空室内离子流密度，需要利用非平衡磁场形成一个可以捕捉电子的“闭合阱”，这就需要多个靶共同组成一个闭环系统。采用多靶非平衡磁控系统可以进一步增大等离子体区域，加大等离子体对薄膜的轰击量；并且由于系统内磁场的改进其膜层沉积地也更加均匀。此外，多个靶材同时工作也大大增加了整个系统的溅射率。

不久便产生了脉冲磁控溅射[7-9]，该技术在制备光学薄膜、各种氧化物、氮化物薄膜方面性能优越。同时克服了反应溅射和射频溅射中可能出现的“异常放电和微液滴溅射”现象，使膜层成分、性能以及系统的稳定性得以提高。

几乎与此同时又产生了磁场可变磁控溅射[10]：磁控溅射中理想的磁场应该是

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在整个靶面间均匀分布，尽量提高磁场的水平分量的分布，并提高其均匀性。在实际的一些设计结构中，不均匀分布的磁场产生密度不均匀分布的等离子体，导致靶上各处溅射率不同，靶的刻蚀速度不同，进而薄膜的均匀性也难以得到保证。显然解决上述问题的行之有效的方法就是加强磁场的均匀性或相对于靶的均匀性。

磁控溅射沉积技术在包括硬度，防磨损，防腐蚀，低摩擦系数，装饰性和特殊的光学和电参数等应用领域产生了重大影响[11,12]，而且要求也越来越高，由于脉冲磁控溅射的特殊优点，最近几年业界内的研究热点几乎都集中在脉冲磁控溅射上[13-22]。

1.2 脉冲磁控溅射特点

脉冲磁控溅射特别适用于生产高绝缘度的薄膜，尤其是Al2O3[14-17]。在可控氧气环境下通过金属靶进行直流（DC）反应溅射能够生产出氧化物薄膜。也可以通过对氧化靶直接进行射频(RF，一般频率为13.56MHz)溅射得到。但是，这两种方法都存在一些问题。RF溅射可以得到高质量的薄膜，但是沉积速率非常慢（典型值在μm/h范围）。同时，RF系统复杂，很难实现商业化量产。DC反应溅射制备高绝缘强度薄膜的问题更多[11,12]。随着沉积过程的进行，靶上远离主轨迹的区域会被覆盖一层绝缘层，也就是所谓的靶“中毒”。中毒层会充电，直到绝缘层被击穿，出现打弧现象。打弧使得靶表面的材料喷射出来，喷射出来的材料对正在生长的膜非常有害，特别是材料的光学和防腐蚀性能影响最大。同时，靶上损坏的区域可能变成更多弧光放电的源头，导致打弧的频率增加。直流（DC）反应溅射过程是用一个反馈控制环控制的。打弧时沉积参数将会快速波动，因而也会阻碍稳态工作过程，反过来也将影响正在生长的膜的化学计量。总之，在直流（DC）反应溅射中，打弧是一个十分严重的问题，因为它能影响所长的膜的结构、化学成分和一些其他的性质，而且还有可能损坏电源。

脉冲磁控溅射（PMS）可以克服DC反应溅射出现的问题[11,12]，资料显示[13]在沉积绝缘膜时，当脉冲磁控溅射频率在几十到几百kHz时，调整合适的占空比可以使打弧减少甚至完全消失，由于打弧出现的缺陷也随之消失。另外，脉冲反应溅射的沉积速率可以达到几十μm/h。因此，PMS过程可以获得高的沉积速率并且没有缺陷的陶瓷薄膜，具有相当的商业价值，并且带动了新的磁控电源的研制。

在PMS中，正常的工作电压一般在﹣400～﹣500V，脉宽时间受限于中毒靶被充电到被击穿并产生电弧的那个点，只要脉宽时间不超过这个点，在接下来的反向脉冲将通过等离子体驱散前面所充电荷。由于等离子体中电子比离子有更高的迁移率，靶上的反向电压通常只需要正常的负向工作电压的10％～20％就可以完全保证驱散充电区域所充电荷，防止打弧。而且有资料[11-13]表明，随着频率的增加，电子温度、离子和电子密度、基片上的离子流都会相应增加，将脉冲电源的频率提高到200～300kHz还将有利于增加离化率，减少甚至杜绝打弧现象的发生，使得轰击正在生长的薄膜的离子能量更容易控制，对薄膜结构和参数的改性效果更好。PMS中典型的靶电压波形如图1.1，其中T代表脉冲周期，?T代表反向时间。

由上面的论述可知，PMS目前在材料领域有着相当重要的作用和影响，谁掌

握其关键技术，谁就在材料领域占领先机，为材料领域作出重大贡献并获得经济效益。而在PMS中最重要和最难做的就是脉冲电源，脉冲电源的指标直接影响到对成膜参数的控制[19,20,22]，目前国外研究A2K电源主要有日本的真空株式会社[23]，英国Teer公司，德国宝莱公司，美国的AE公司，国外的电源质量好，但价格相当昂贵。国内也有一些科研机构正在研究，但一般频率都在20kHz~40kHz，而且频率都是固定的，不利于材料制备的工艺摸索，另外国内的电源稳定性差，国内真正高水平的电源还有待于研究，与之相反的是，国内利用磁控溅射研究新材料正如火如荼，研究出性价比高的A2K电源迫在眉睫。

1.3 本课题的研究目标及内容

根据对脉冲磁控溅射的分析，要求研制一台最大频率为300kHz的中功率A2K （Active Arc Killer）电源，即为非对称双向脉冲电源，要求正负向电压都连续可调，频率，占空比也都在一定范围内可调。

1.4本课题的研究意义，存在的难点和创新点

1. 研究意义

（1）脉冲磁控溅射可以提高成膜质量。

（2）脉冲磁控溅射可以提高溅射速率。

2. 研究难点

受到电力电子器件的限制，研制几百kHz的较高电压的电源具有一定的难度，必须寻找新的电路结构来满足要求。

3. 创新点

在国内，磁控溅射应用领域A2K电源目前还没有达到200kHz以上，现有电力电子器件不能同时使电路达到所需电压、电流和频率的要求。本课题通过电路拓扑设计，在频率上可达到300kHz，输出功率也满足一般磁控溅射要求，达到了较高的设计水平。

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1.5 本论文的结构和主要内容

本文共分四章。第一章绪论，论述了溅射技术特别是磁控溅射技术的发展及其现状，重点论述了脉冲磁控溅射的特点，以及研究A2K电源的重要性和必要性。第二章是本文的核心，首先提出了A2K电源的整体设计思路，详细论述了设计出发点和依据，以及主电路、控制电路、软件设计思想的详尽设计过程。第三章讨论了在设计电源的过程中所遇到的问题以及解决的办法，并通过实验验证了电源的实用性和PMS的优势。另外，还采集了大量的设计波形，并进行了必要的分析。最后一章总结了本课题的研究结果，并对今后的研究与发展作出了简要的展望。

第二章A2K电源电路设计

2.1 电源设计综合指标

根据前一章对磁控溅射的讨论，提出以下电源设计指标：

（1）输出负向峰值电压：0～500V连续可调;

（2）输出负向最大峰值电流和平均电流分别为：2A和1.2A;

（3）输出正向峰值电压：0～100V连续可调；

（4）输出正向最大峰值电流和平均电流：1A和0.6A;

（5）频率：200 kHz 和300kHz两档;

（6）占空比在10％，20％，30％，45％（300kHz时）四挡可调，10％～60％（200kHz 时）以4％步进可调；

（7）电压纹波小于500mV；

（8）输入为～220V±10%。

2.2 总体方案设计

电源电路主要由（1）整流滤波单元、（2）两组DC/DC变换电路单元、（3）一组逆变倍频电路单元、（4）一组直接斩波电路单元、（5）控制电路单元、（5）驱动电路单元组成。两组DC/DC变换电路单元分别提供可调的正负直流电源，逆变倍频电路单元将形成负向的中频脉冲，斩波电路提供正向的中频脉冲。MCU （Microcontrol Unit）控制单元控制逆变和斩波信号，DC/DC变换电路单元由专用集成芯片进行控制。驱动电路将控制电路信号放大转化成为可以直接控制功率管

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的信号。

2.3 主回路设计

由于本课题需要设计两个功率不等、电压独立可调的直流电源；一个脉冲逆变倍频电路和一个直接斩波电路。斩波电路比较简单，前三个不同的功能要求都需要选择合适的拓扑。

2.3.1 电路拓扑的选择

在进行变换器任何设计工作之前，首先要选择电路拓扑，因为其他所有的设计选择――元器件选择、磁芯元件设计、环路补偿等等都取决于它。选择拓扑时应考虑以下几个主要因素[24-26]：

（1）占空比：当输出电压与输入电压比大于5时，需要使用变压器。计算占空比保证它不要太大和太小。

（2）输出电压组数如果大于1，除非增加后续调节器，一般需要一个变压器。如果输出组别太多，最好采用几个变换器。

（3）是否需要隔离？多少电压？隔离需要变压器。

（4）EMI（Electromagnetic Interference）如果要求严格，不要采用像Buck一类输入电流断续的拓扑，而选择电流连续工作模式。

（5）成本问题：小功率高压可以选择BJT。如果功率在2kW以上，可考虑选择IGBT。反之，采用MOSFET。

（6）输出电流如果很大，应采用电压型，而不是电流型。

由于本课题所设计的电源要求负向DC/DC变换功率为600W，正向DC/DC变换功率为100W ，而且电压要求手动可调，另外电气上还需要隔离。因此在选择拓扑时应考虑周全。带变压器隔离的DC/DC变换器拓扑分为以下几种：反激变换器：反激变换器中开关导通时，变压器储存能量，负载由输出滤波电容提供能量；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。优点是在副边不需要输出滤波电感，在多输出电源中，这一点对减小变换器体积，降低成本尤为重要。缺点是由于所有能量都必须先储存到变压器后，再才能传递到副边，限制了变换器功率，另外，变压器设计复杂。因此这种拓扑广泛应用于高电压，小功率场合的变换器，适合多组输出或高压小电流输出。实际使用中一般低于50W。

正激变换器：功率在250W以下，需要磁复位绕组，变压器绕制比反激变换器简单。

推挽变换器：功率开关集电极（或漏极）电压应力两倍于源电压Vs，而且主变压器原边利用率不如半桥或全桥那样高。但是，在低输入电压时，推挽电路比半桥或全桥优越，在任何时候最多只有一个开关元件工作，对于输出相同的功率，开关损耗比较小。因此适合低压输入的大功率变换器。

半桥变换器：变压器利用率高，功率可以从几十瓦到上千瓦，有着不偏磁的优点。

全桥变换器：功率可以从几百瓦至几千瓦甚至上兆瓦，变压器利用率高。但变压器有阶梯饱和的危险，需要隔直电容。

比较以上变换器的优缺点，负向DC/DC变换器选择全桥变换器比较合适，尽管半桥可以满足功率方面的要求，但由于最高电压是500V，选择半桥的就必须增加变压器的原副边绕组的比例，导致变压器漏感增加，其损耗也相应增加。

正向DC/DC变换器从功率、输入电压、电路的复杂性方面考虑选择正激变换器比较为合适。

2.3.1.1全桥DC/DC变换器主电路

图2.2全桥DC/DC变换器主电路

在图2.2中，在变换过程的第一个半周内，M1和M4同时导通，然后它们同时关断，在第二个半周内M2和M3同时导通，接着再同时关断。任何一个开关的端电压都等于源电压；流过任何一个导通开关管的峰值电流都等于平均源电流。这种拓扑开关管所承受的电压和电流强度是所有拓扑中最小的，特别适合应用在大功率变换中。

2.3.1.2 正激DC/DC变换器主电路

正激DC/DC变换器主电路如图2.3。在图2.3中，M5开通时，副边从原边获得能量，当M5关闭时，由于原边N p中存在磁化电流不能由副边传递出去，因此需要绕组N r串联一个二极管去磁复位。N p与N r的比值不同会导致开关管上所承受电压和初级电流幅值有所不同，当N r大于N p时，开关管的关断电压应力比两者相等时小，但初级电流幅值要大，根据幅秒平衡，复位时间加长，开通时间缩短。当N r小于N p时，开关管的关断电压应力比两者相等时大，但初级电流幅值要小，复位时间缩短，开通时间加长。

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图2.3正激DC/DC变换器主电路

2.3.1.3 逆变倍频主电路以及负载接法

为了能在负载上得到正负脉宽不等的脉冲，并且考虑到负载所得到的功率主要由负向电源提供，在300kHz频率下，若是直接斩波，开关管的功率损耗将难以承受，采用下面这种逆变整流的方式，可以使得主开关管只需工作在150kHz便可使得负载上得到300kHz的频率，同时，由于正向电源主要是为了中和负载上积累的电荷，所需电压和功率都较低，开关管工作在300kHz的功耗不会太大，因此，正向可以直接斩波。逆变部分采用全桥逆变电路，整个逆变倍频电路以及负载接法见图2.4。这里最关键的是整流部分的设计，这里采用全桥并额外添加了两个控制开关管M10和M11，若没有M10和M11，当M12导通时，正向电源将会直接短路，不仅如此，M10还必须同M6和M8同时导通，M11必须同M7和M9同时导通，M12必须与他们相或的结果互补。若是采用全波整流，可以少用两个整流二极管，但是变压器副边匝数要加倍，对于二极管的反向耐压要求也要加倍，成本将会比全桥整流更高，而且副边匝数的增加使得变压器耦合系数也会降低，漏感增大，对吸收要求也相应增加。因此采用图2.4的接法是合理的。

2.3.2 功率变压器的设计

本课题在完成中涉及的磁性器件比较多，有作为限制EMI 的共模、差模抑制电感、有滤波用的电感；有大功率的变压器，也有作为驱动隔离用的小功率变压器，有工作在第一象限的，也有工作在一、三象限的。因此，变压器的设计是本课题的一个重要任务。

为设计变压器，先介绍一些相关原理[27]：

（1）安培定律：Hdl I NI =Σ=∫v （2.1）

（2）法拉第电磁感应定律：e d A dB E N dt dt

Φ=?

=? （2.2） 除此之外，磁滞回线也是实际磁性器件需要考虑的一个相当重要依据。典型的磁滞回线如图2.5所示，它是磁通密度关于磁场强度的曲线。磁通密度B 代表的是磁性材料的特性，而磁场强度H=NI/l （N 代表匝数，I 代表流过线圈的电流，l 代表磁路长度）代表的是电气特性，磁通密度的变化?B 由伏秒数，匝数和有效磁芯面积决定。要提供足够的匝数和磁芯尺寸来支持所加的交流电压。由于输入电压一般固定，通过增加匝数，提高频率或增加有效磁芯面积可使?B 变小，?B 变小可以减小磁滞损耗。对防止磁芯饱和也有一定的作用。磁场强度由电流，匝数和磁路长度决定。要提供足够的磁路长度来支持所需电流。通过图2.5所示的磁滞回线可以反映以下几个特征参数：

图2.4逆变倍频主电路以及负载接法电路

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图2.5 磁滞回线

饱和磁感应强度B s：是在指定温度(25℃或100℃)下，用足够大的磁场强度磁化磁性物质时，磁化曲线达到接近水平时，不再随外磁场增大而明显增大(对于高磁导率的软磁材料)，在μr=100 处)对应的B值。

剩余磁感应强度Br：是指铁磁物质磁化到饱和后，又将磁场强度下降到零时，铁磁物质中残留的磁感应强度。

矫顽力H c：铁磁物质磁化到饱和后，由于磁滞现象，要使磁介质中B为零，需有一定的反向磁场强度H。

2.3.2.1 磁芯的选择

对于高频下工作的磁芯，要求有较高的磁导率、低的矫顽力和高的电阻率。磁导率高可以在线圈匝数一定的情况下通过不大的励磁电流就能有较高的磁场强度；低的矫顽力可以使磁滞回面积小，因而磁滞损耗也小。高的电阻率可以使涡流小，因而涡流损耗也就小。

磁芯材料分为金属磁芯、铁粉芯和铁氧体磁芯[27]。

金属磁芯包括硅钢片和坡莫合金、非晶合金等合金材料。他们具有高磁导率，高的饱和磁通密度和非常大的能量储存能力。但其电阻率相当低，一般做成带绕状。除非晶材料外一般应用在较低频率工作状态下。非晶可以工作到100~200kHz 甚至更高，但价格昂贵。

铁粉芯（MPP）磁导率低，不适合用做变压器，但由于其含有相当的气隙，能够存储相当大的能量，常用于电感。

铁氧体是在高频下应用最多的磁芯材料，锰锌铁氧体磁导率较高，但低于合金材料，饱和磁通密度中等，电阻率较高，损耗小，价格低。镍锌铁氧体磁导率低（15~500），有更高的电阻率，损耗小，可以工作在几百MHz。铁氧体磁芯最大的缺点就是饱和特性很硬。

在本课题中，由于变压器工作频率都在几十kHz ~几百kHz，选择锰锌铁氧体材料作为变压器磁芯。在用于DC/DC变换的全桥和正激变压器设计中，由于工作

频率都在几十kHz 采用了普通的国产环型磁芯，先将磁芯的边缘棱角打磨光滑，然后缠绕一层绝缘胶带，以达到绝缘要求。而在逆变倍频单元中，由于工作频率达到150kHz ，选择了TDK 公司中频材料的磁芯。

2.3.2.2 线圈参数――线径的选择

在变压器设计过程中，绕线的选择也很重要，在绕线的选择中，主要考虑铜损。在低频情况下，可以按照电流密度为2~4A/mm 2来选择导线的直径，设计比较简单并且工艺成熟。但在高频情况下，由于集肤效应和邻近效应的影响[27]，使得设计较为复杂。集肤效应是导线流过高频电流时，只在导线表皮流过，导线中间无电流，电流在导线表层流过的厚度称为穿透深度?，它与频率的平方根成反比；而邻近效应是相邻的导线流过高频电流时，由于磁电作用使电流偏向一边的特性，如果有n 层绕组，每层电阻相同，那么第n 层的损耗是第一层损耗的)22((n-1)+n 倍。这两种效应都使导线有效面积减小，电流密度大大提高，铜耗显著增加，效率下降，但邻近效应的影响大大超过集肤效应的影响。因此在高频下选择线径d 应接近于穿透深度?，磁场完全渗透到导体内，导体内的相反电流完全合并而被抵消，电流分布于每根导线的整个截面。

本课题在频率150kHz ，平均电流最大为1.2A 的逆变变压器的设计中，根据经验公式穿透深度f 6

.7=?cm ，计算得出?=0.196mm ，再根据电流密度为4A/mm 2，

采用了4根直径为0.35mm 的漆包线绞合绕制。由于此变压器主要用于将斩波频率倍频，设计匝数比为1：1，为尽量减小漏感和达到绝缘要求，将原边绕组套上了黄腊套管，采用原副边双线并绕方式，在实际运行中达到了预期的效果。

2.3.2.3 DC/DC 变换器变压器设计

（1）全桥变换器变压器设计

变换器频率f 选择在25kHz,最大占空比D max 为40％，当输出电压V out 为500V 时，变压器副边电压d s out F V =V /0.8+2V =627V(V Fd 为整流二极管导通压降，这里所用快恢复二极管的导通压降为1V)。原边最低电压设计在m inmin F V -2 V =310V ×90％

-2*2V ＝275V ，其中，Vinmin 代表变换器原边所加直流电压的最小值，m F V 代表开关管的导通压降。因此原副边匝数比N p :N s =1:2.28。

计算原边匝数：根据

in on p e

V t N B A ×=?× （2.3） 式中V in 代表原边所加直流电压，在有波动时取最小值； t on 代表最大导通时间，?B 代表总磁感应强度变化量，A e 代表磁芯有效面积。

取V in ＝275V ，on max t =D /f =16μs ，A e =4.25cm 2，?B =0.3T 。计算得出N p ＝34.5，取35匝。根据匝数比计算，取副边匝数为80匝。

（2）正激变换器变压器设计

变换器频率f 选择在50kHz,最大占空比D max 为45％，当输出电压V out 为100V

2时，变压器副边电压d s out F V =V /0.45+V ＝223V 。原边最低电压为m inmin F V - V =310V ×

90％-2V ＝277V 。因此原副边匝数比N p :N s =1.24:1。

计算原边匝数：

取V in ＝277V ，on max t =D /f =9μs, A e =2.2cm 2, ?B =0.15T.计算得出N p ＝75.5，取76匝。根据匝数比计算，取副边匝数N s 为62匝。取复位绕组N r ＝N p ，在绕制时原边和副边并绕。

2.3.2.4 高频逆变部分变压器设计

由于逆变部分变压器频率达到150kHz,普通的国产铁氧体磁芯一般不能够很好地满足要求，选择了TDK 公司PC40EC90-Z,它是PC40材料，EC 形状的高频磁芯，长90mm ，高90mm ，宽30mm 。实际选择时，可用万用表测试不同材料单位长度的电阻，再根据面积算出其电阻率，将会发现高频磁芯比中低频磁芯的电阻率要大几十倍。资料显示[28]，PC40材料初始磁导率为2300±25％，饱和磁通密度在25℃，60℃，100℃时分别为510mT ，450 mT 和390 mT 。B ＝200 mT ，频率为100kHz 时磁芯损耗密度在在25℃，60℃，100℃时分别为600kW/m 3，450 kW/m 3和410 kW/m 3。由于此变压器主要用于倍频，原副边电压相同，相当于一个隔离变压器，最关键的是要控制损耗，电压波形要达到陡峭的上升沿，在最坏情况下不能饱和。原边匝数计算方法就是全桥的计算方法，但这里应该按工作在最低的频率（100kHz ）进行计算。

取V in ＝500V ，on max t =D /f =0.32/100k=3.2μs, A e =6.24cm 2, ?B =0.2T.计算得出N p ＝12.8，取13匝。副边匝数也取为13匝。

2.3.3 开关管及整流管的选择

本课题涉及开关管较多，在全桥DC/DC 变换中，频率选择在25kHz ，设计功率为600W ，理论上开关管耐压为310V ，电流容量为2A ，由于引线电感和变压器漏感的存在，考虑裕量，应选择耐压在600V 以上，电流在4A 以上的MOSFET 。在正激DC/DC 变换中，频率选择在50kHz ，设计功率为100W ，理论上开关管耐压为620V ，电流容量为0.33A ，由于引线电感和变压器漏感的存在，考虑裕量，应选择耐压在1000V 以上，电流在0.5A 以上的MOSFET 。而在后级的逆变电路中，频率选择在200kHz ，设计功率为600W ，理论上开关管耐压为500V ，电流容量为

1.2A ，由于引线电感和变压器漏感的存在，考虑裕量，应选择耐压在1000V 以上，电流在2A 以上的MOSFET 。针对以上指标，并考虑到驱动电路设计和元器件购买的方便性，统一选择了TOSHIBA 公司的2SK1120，漏源极耐压为1000V ，平均电流为8A ，正向导通电阻R on 为 1.5?，门源极耐压范围为±20V ，开通阈值为

1.5~3.5V ，C iss 为1300pF ，在400V/4A 条件下测试开通时间为65ns ，关段时间为120ns ，可以满足所设计电源要求。

选择整流管主要选择其反向耐压、电流容量以及反向恢复时间t rr 。其中最容易忽视的是反向恢复时间的选择，反向恢复时间与损耗和EMI 有关，若恢复时间

太慢，损耗很大，EMI较小，另一方面，若反向恢复时间太快，快恢复整流管损耗小，但EMI大，因此，综合考虑这两个因素，在EMI能接受的范围内，尽量选择恢复速度快的快恢复整流二极管。在全桥DC/DC变换中，由于频率选择在25kHz，变压器原边电压与副边电压比值为1：2，由于最大平均电流为1.2A，因此，在全桥整流模式下，整流二极管的耐压理论值为副边电压值V s＝627V，平均电流为0.6A，反向恢复时间选择在150ns以内，考虑到裕量，我们选择ON SEMICONDUTOR 公司的MUR8100作为全桥DC/DC变换器的整流管，其主要参数如下：最大反向峰值电压V rrm为1000V（实际测量达到1500V），正向平均电流I F为8A，恢复时间为100 ns（测试条件是I F=1A，di/dt = 50 A/s），经实验应用，此快恢复二极管能够很好地满足设计要求。但在逆变整流部分，由于频率在300kHz，MUR8100的反向恢复速度不能满足要求，应该选择反向恢复速度更快的快恢复二极管，本设计中选择了FAIRCHILD SEMICONDUCTOR公司的RHRG30120，其主要参数为：最大反向峰值电压V rrm为1200V，正向平均电流I F 为30A，恢复时间为65ns（测试条件是I F=1A，di/dt = 100 A/s），实验证明其EMI 和功率损耗都在合理范围内。

2.3.4 缓冲电路

缓冲电路是电力电子电路中的一个重要部分，它的主要功能是控制电路电抗的影响。缓冲电路能够增强开关电路的性能，使得电路具有更高的可靠性，更高的效率，更高的开关频率，更小的体积、重量，和更低的电磁干扰（EMI）。缓冲电路最基本的目的是吸收电路中无功电抗元件（L、C）的能量。好处包括控制电压、电流的上升率（du/dt、di/dt），或钳位电压过冲。缓冲电路可以延长开关元件的寿命，并增加开关的稳定性。设计一个合适的缓冲电路能够降低电路的平均耗散功率，必然也降低峰值功率损耗，降低电压、电流的尖峰。

缓冲电路包含无源和有源网络。无源网络元件限制在电阻，电容，电感和二极管。有源缓冲器包含晶体管和其他的有源开关，电路复杂。因此，无源缓冲网络更为实用，它具有下面几种类型[29]：

第一类是通过并联电容或串联电感来控制电压、电流。另外其他几种类型是根据储存在缓冲器的能量是被耗散掉了还是返回到输入或输出中分为耗散型和非耗散型的。非耗散型的有更少的能量损耗，但电路比较复杂，一般只有在耗散功率很大时才应用。

缓冲器在有些应用中也有一个缺点。如：一个控制开关关断电压的缓冲器将在这个开关开通时产生电流脉冲；一个控制开关开通电流的缓冲器将在这个开关关断时产生电压脉冲；对于像推挽或桥式这种交换导通的变换器，一个控制开关关断电压的缓冲器将在这个开关管开通时对其他的开关管产生电流尖峰；对于变换器输出二极管上的缓冲器也是一样互相影响，容易导致大的电流尖峰。

无源缓冲器中被电阻吸收了耗散的全部能量。

简单的RC电压缓冲器，如图2.6（a）所示。它是应用场合最多的缓冲电路。它经常用在输出电感和变压器副边，二极管和开关管上。它用于控制电压上升率

2

和限制谐振。它的最主要的应用是在功率电路中限制并联元件的谐振，在应用中，要求电阻值必须接近它要限制的并联谐振电路的阻抗。缓冲器电容必须大过谐振电路的电容但又必须足够小以使电阻的功耗最小。电阻的功耗随着电容值的增大而增大。电阻和电容的值常常根据其他的电路元件进行估算。主要电路的电容是开关管的输出电容，它的值可以从数据手册中获得。缓冲器的电容一般2~4倍于这个值。如果并联谐振电路的阻抗已知就可以估算出缓冲器电阻值。电感值通常是变压器的漏感，可以通过一些手段估计出来。电阻值要设定在等于LC的特征阻抗。由于理论计算值存在很大的偏差，因此，只有先搭好电路，并开始工作，缓冲器元件的值可以通过实验进行优化。刚开始在缓冲器的位置放置一个较小值的电容，通常直接并联在开关管两端，然后直接观察电路在附加和没有附加电容时的波形。增加电容值直到震荡频率减小到原来的一半，在这点电路电容四倍于原来的电容，因此附加的电容是原电路电容的三倍，这就是优化的电容值，它使得

Q≈。电路中的电感可以从两个电容值和两个谐振频率计算出来。通过品质因数1

原始电容和电感可以计算出寄生谐振电路的特征阻抗，缓冲器的电阻值就等于这个值。

简单RC电压缓冲器的耗散功率：电阻的功耗也是必须考虑的。计算一个精确的数值比较困难，但是可以进行估算。假设缓冲器的时间常量(t=RC)比开关周期短但比电压上升时间长，如果时间常量和上升时间一样长，电阻的功耗将相当大。如果时间常量太长，这个公式将失效，电阻的功耗又将相当大。缓冲器中的电容存储能量，在简单的RC缓冲器中电容充电和放电。根据能量转换原理，在每个充放电周期电容存储的能量等于电阻耗散的能量。功率耗散的多少与电阻无关，完全由电容的容量、充电电压和开关频率决定。

计算公式如下：

22

P= 2(1/2CV)f = CV f（2.4）

这里P指功率耗散，f指开关频率，C指缓冲器电容值，V指在每个开关管上电容的充电电压，这里的2倍是因为电容充电时也要在电阻上消耗与电容所充能量相等的能量。

实际的耗散功率一般比计算的值大，这个公式得到的是在整个周期电容充放电电流的绝对平均值。这个电流也可以从电容值和电压值得到：

?（2.5）

I=Q*2f

?（2.6）

Q=CV

因此

I=2CVf （2.7）

2

P=I R （2.8）

因此

222P=4C V f R （2.9） 这种计算在缓冲器的时间常数和电压上升时间相差不大时特别有用。在这种情况下，功率耗散至少等于上面计算的I 2R 损耗。

上面讨论的RC 缓冲网络属于无极性的缓冲网络，有极性的缓冲网络目标与无极性不太一样，有极性的电压缓冲器不需要提供阻止谐振的网络，因为它没有在整个周期接入电路，它的主要作用是控制电压上升率和钳位。

第二种是RCD 电压缓冲器，电路如图2.6（b ）和（c ）所示。2.6（b ）可以应用到电压上升率的控制或钳位，而2.6（c ）电路只能应用与钳位。RCD 缓冲器的一个典型应用就是在正激、反激和BOOST 变换器中控制开关管的漏源极或集射极电压的上升率。在开关管关断时，绝大部分开关电流被缓冲器吸收，本该在开关管上功耗从开关管转移到了缓冲电路，由于开关管上峰值功耗减小了，电压上升率得到了控制，并且降低了由于开关引起的高频EMI ，增加了开关管的可靠性，当RCD 缓冲器用于控制电压上升率时，RC 时间常数必须小于开关周期，因为电容在每个周期必须充放电。缓冲器只有在开关瞬间起作用，当开关关断时，电感 电流通过二极管给缓冲器电容充电，当开关打开时，缓冲器电容将通过电阻和开关管放电。它必须几乎在每个周期放完所有电荷，才能很好地控制开关管上的电压上升率。

充电的峰值电压时的上升时间，电容的电压和电流的关系是计算电容值所必需的： I = C V/t ??

（2.10） 这里I 代表最大关断峰值电流，?V 是将要给电容充电的峰值电压，?t 是电压上升时间，C 是电容容量。然后选择电阻应使得时间常数小于开关周期，时间常数的一个典型值是最大开通时间的十分之一。电阻的功耗由电容的大小决定，因为时间常数小于开关周期。所有储存在电容的能量在每个周期都必须耗散掉，但只有一次转换（电容放电），所以电阻的功耗由下式给出：

图2.6 缓冲电路

（a ）RC 吸收电路

（b ）RCD 吸收电路I （c ）RCD 吸收电路II （d ）齐纳二极管吸收电路