WCDMA 灵敏度公式详解
上行灵敏度公式：Sin (dBm) = NF (dB) + KTBRF (dBm) + Eb/No (dB) - PG (dB)
Sin = 可获得的输入信号功率(W)
Nin = 可获得的输入热噪声功率(W) = KTBRF其中：
K = 波尔兹曼常数= 1.381 ×10-23 W/Hz/K，
T = 290K，室温
Sout = 可获得的输出信号功率(W)
Nout = 可获得的输出噪声功率(W)
G = 设备增益(数值)
F = 设备噪声系数(数值)
PG = BRF / Rbit
WCDMA 规定用户数据速率Rbit等于12.2kbps
F的定义如下：
F = (Sin / Nin) / (Sout / Nout) = (Sin / Nin) ×(Nout / Sout)
用输入噪声Nin表示Nout：
Nout = (F ×Nin ×Sout) / Sin其中Sout = G ×Sin
得到：
Nout = F × Nin × G
调制信号的平均功率定义为S = Eb / T，其中Eb为比特持续时间内的能量，单位为W-s，T 是以秒为单位的比特持续时间。
调制信号平均功率与用户数据速率的关系按下面的式子计算：
1 / T = 用户数据比特率，Rbit单位Hz，得出Sin = Eb ×Rbit
根据上述方程，以Eb/No表示的设备输出端信噪比为：
Sout / Nout = (Sin × G) / (Nin × G × F) =
Sin / (Nin × F) =
(Eb × Rbit) / (KTBRF × F) =
(Eb/ KTF) ×(Rbit / BRF)，
其中KTF表示1比特持续时间内的噪声功率(No)。
因此，
Sout / Nout = Eb/No × Rbit / BRF
在射频频带内，BRF等于扩频系统的码片速率W，处理增益(PG = W/Rbit)可以定义为：
PG = BRF / Rbit
所以，Rbit / BRF = 1/PG，由此得输出信噪比：
Sout / Nout = Eb/No ×1 / PG。
注意：对于没有扩频的系统(W = Rbit)，Eb/No在数值上等于SNR。
接收机灵敏度方程
对于给定的输入信号电平，为了确定SNR，用噪声系数方程表示Sin：
F = (Sin / Nin) / (Sout / Nout)或F = (Sin / Nin) ×(Nout / Sout)
Sin = F × Nin ×(Sout / Nout)
Sin又可以表示为：
Sin = F × KTBRF × Eb/No × 1/PG
用一种更加常用的对数形式表示，对每一项取以10为底的对数再乘10得到单位dB或dBm。于是噪声系数NF (dB) = 10 ×log (F)，由此得出下面的接收机灵敏度方程：
Sin (dBm) = NF (dB) + KTBRF (dBm) + Eb/No (dB) - PG (dB)
数字实例
下面是扩频WCDMA蜂窝系统基站接收机的例子。尽管接收机灵敏度方程对各种电平的输入信号都是正确的，对于给定的Eb/No、本范例在满足误码率百分比(%BER)的最小灵敏度下选择了最大输入信号功率。这个实例的条件为：
对于速率为12.2kbps、功率-121dBm的数字语音信号，最大规定输入信号电平必须满足系统的最小规定灵敏度。
对于QPSK调制信号，在Eb/No值为5dB时可以获得规定的误码率BER (0.1%)。
射频带宽等于码片速率，即3.84MHz。
KTBRF(log) = 10 ×log(1.381 ×10-23 W/Hz/K ×290K ×3.84MHz ×1000mW/W) = -108.13dBm.
规定的用户数据速率Rbit等于12.2kbps，PG为PG = Rchip / Rbit = 314.75numeric或25dBlog。
将这些值带入并利用等式：Sout / Nout = Eb/No ×Rbit / BRF得到输出信噪比为：5dB - 25dB = -20dB。这表示扩展了带宽的扩频系统实际是在负值SNR下工作。
为了得到满足最小规定灵敏度的最大接收机噪声系数(表示为NFmax)，使用接收机灵敏度方程：
Sin (dBm) = NF (dB) + KTBRF (dBm) + Eb/No (dB) - PG (dB)
下面的步骤和图2给出了得到NFmax的具体方法：
步骤1：对于WCDMA系统，在预期的灵敏度下最大规定射频输入信号为-121dBm。
步骤2：减去5dB的Eb/No值，得到在用户频带内允许的最大噪声电平为-126dBm (12.2kHz)。
步骤3：加上25dB的处理增益，得到在射频载波带宽内的最大允许噪声电平为-101dBm。
步骤4：从射频输入噪声中减去最大允许噪声电平得到NFmax = 7.1dB。
注意：如果在接收机设计中使用了更高效的检测器，使对Eb/No值的要求仅为3dB而不是5dB，在接收机NFmax为7.1dB的条件下，接收机灵敏度可以达到-123dBm。另外，由于降低了对于Eb/No值的要求，在满足最大规定输入信号为-121dBm的同时，高达9.1dB的NFmax值也是可以承受的。
小结
使用从噪声系数的定义推导出来的接收机灵敏度方程，设计者可以在扩频链路预算中权衡和确定接收机的参数，它对任意输入信号电平都可行，从而使这个方程在确定系统灵敏度方面非常实用。
Sin (dBm) = NF (dB) + KTBRF (dBm) + Eb/No (dB) - PG (dB)
关于Ec/No、Eb/Nt和Eb/No的意思
E是Energy（能量）的简称，c是Chip（码片）指的是1.2288Mcps中的Chip，Ec是指一个chip的平均能量，注意是能量，
其单位是焦耳。I是Interfece（干扰）的简称，o是Other Cell的简称，Io是来自于其他小区的干扰的意思，当然为了
相除它也是指能量。
Eb/Nt，其中b是指Bit，N是指Noise，t是指total。Eb中文是平均比特能量（一般来说，一个Bit是有很多个chip组成的，
所以它的能量＝N×Ec），Nt指的是总的噪声，包括白噪声、来自其他小区的干扰，本小区其他用户的干扰，来自用户自身
多径的干扰。
Eb/No，这个No是指白噪声的功率谱密度，其单位是W/Hz，No是Noise的简称。
C/N：
Carrier-to-noise ratio 载波功率(Carrier)与噪声功率之(Noise)比。也通常称为信号功率与信道噪声之比。在CDMA和TDMA
中C/N也指信号功率(Carrier)与干扰(Interference)之比C/I。这里写英文的目的是为了区分噪声和干扰的区别。实际上
最正确的表达式应该是C/(I+N),但通常我们根据实际情况的不同（是噪声noise起主导还是干扰interferce起主导）近似地表
代为C/N 或者C/I。
Eb/No：
Energy per bit to noise power density 每bit能量与噪声功率密度之比（不是噪声功率），这个
值正如大家说的是解扩之
后的signal-to-(noise + interference)ratio。这个值直接反映了误码率的大小。比如说，反向链路要求Eb/No大致为7dB
左右，如果处理增益大致为20dB, 则C/(I+N)可以低到-13dB.
C/N 与Eb/No的关系：
从系统的性能来讲，我们所最感兴趣的是Eb/No，而不是C/N 。那么怎么把二者之间建立起联系呢？
首先看Eb: Eb等于载波功率C（空中信号功率，单位W）与每bit码元持续时间T的乘积。
Eb= C*T
这样Eb的单位就是焦耳了，是能量Energy的单位. 而码元速率R = 1/T ，那么上式可以写为：
Eb = C/R
再看No：No是噪声功率密度，单位是瓦特每赫兹，W/HZ，这也是它为什么被称为“密度”。为了得到总的噪声功率N ，
必须用No噪声功率密度乘以频带宽度w（HZ），这样：
N = No*w => No = N/w (这里的w是频带宽度，不是单位瓦特）
那么：
Eb/No = (C/R)/(N/w) = (C/N)*(w/R) = 载干比* 处理增益；
C/N反映了信号传输时有用信号功率和噪声功率的比值，由于CDMA系统独特的调制方式，假如空中信号中包含了20个人的信号，
对于每一个人来说其他19个人信号都是他的干扰，导致有用信号被淹没在噪声中。这也是载干比为什么是负值。但是经过解扩解调，
我们可以从这样恶劣的信号中提取出自己有用的信号，这时的信噪比Eb/No才是真正有意义的。
WCDMA扩频应用在物理信道上。它包括两个操作。第一个是信道化操作，它将每一个数据符号转换为若干码片，因此增加了信号的
带宽。每一个数据符号转换的码片数称为扩频因子。第二个是扰码操作，在此将扰码加在扩频信号上。在信道化操作时，I路和Q
路的数据符号分别和OVSF码相乘。扰码是在解扩之后。
我们来分析一下C/I 和Eb/No公式概念：
1）信干比(SIR=C/I):定义为：(RSCP/ISCP)×(SF/2)。SIR：signaling intertrace rate(信噪比)，他代表着小区的正交性，
并为了实现功率控制而不断进行测量。SIR的测量应当在无线链路合并之后的DPCCH上进行。而DPCCH 含有TPC不断进行功率控
制（1500次/秒），因此我推断SIR(C/I)它是在扩频后，解扩前。（WCDMA叫SIR CDMA 叫C/I）
其中：
RSCP = 接收信号码功率（Received Signal Code Power），一个码上导频比特的接收功率。
ISCP = 干扰信号码功率（Interference Signal Code Power），在导频比特上测量的接收信号上的干扰。
SF=扩频因子（Spreading Factor）。
SIR=RSCP/ISCP=C/I=Carry/interference
2) Ec/No: 定义为：=RSCP/RSSI Ratio of energy per modulating bit to the noise spectral density 每个
调制比特的能量与噪声功率之比.（接受信号功率/整个信道带宽内的接受功率）
RSSI接收信号强度指示（Received Signal Strength Indicator, RSSI），相应信道带宽内的宽带接收功率。
测量在UTRAN的下行载波上进行。
所以，可推断出Ec/No是扩频前，解扩后的数据。
GPS接收机灵敏度解析
1 GPS接收机的灵敏度定义 随着GPS应用范围的不断扩展，对GPS接收机的灵敏度要求也越来越高，高灵敏度的接收性能可以令接收机在室内或其它卫星信号较弱的场景下仍然能够实现定位和跟踪，大大拓展了GPS的使用范围。 作为GPS接收机最为重要的性能指标之一，高灵敏度一直是各个GPS接收模块孜孜以求的目标。对于GPS接收系统而言，灵敏度指标包括多个场景下的指标，分别为：跟踪灵敏度、冷启动灵敏度、温启动灵敏度。目前业界已经可以实现跟踪灵敏度在-160dBm以下，冷启动灵敏度和温启动灵敏度也分别可以达到-145dBm和-158dBm以下，其中冷启动灵敏度和温启动灵敏度分别表示的是在两种不同场景下的捕获灵敏度。 GPS接收机首先需要完成对卫星信号的捕捉，完成捕捉所需要的最低信号强度为捕捉灵敏度；在捕捉之后能够维持对卫星信号跟踪所需要的最低信号强度为跟踪灵敏度。 2 GPS接收模块的灵敏度性能分析 从系统级的观点来看，GPS接收机的灵敏度主要由两个方面决定：一是接收机前端整个信号通路的增益及噪声性能，二是基带部分的算法性能。其中，接收机前端决定了接收信号到达基带部分时的信噪比，而基带算法则决定了解调、捕捉、跟踪过程所能容忍的最小信噪比。 2.1接收机前端电路性能对灵敏度的影响 GPS信号是从距地面20000km的LEO（Low Earth Orbit，低轨道卫星）卫星上发送到地面上来的，其L1频段（f L1=1575.42MHz）自由空间衰减为： （1） 按照GPS系统设计指标，L1频段的C/A码信号的发射EIRP（Effective Isotropic Radiated Power，有效通量密度）为P=478.63W（26.8dBw）([1][2])，若大气层衰减为A=2.0dB，则GPS系统L1频段C/A码信号到达地面的强度为： （2） GPS ICD（Interface Control Document，接口控制文档）文件（[3]）中给出的GPS系统L1频段C/A码信号强度最小值为-160dBw，和上述结果一致。在实际场景中，由于卫星仰角的不同、以及受树木、建筑物等的遮挡，L1频段 C/A信号到达地面的强度可能会低于-160dBw。
接收机灵敏度计算公式
接收灵敏度的定义公式 摘要：本应用笔记论述了扩频系统灵敏度的定义以及计算数字通信接收机灵敏度的方法。本文提供了接收机灵敏度方程的逐步推导过程，还包括具体数字的实例，以便验证其数学定义。 在扩频数字通信接收机中，链路的度量参数Eb/No (每比特能量与噪声功率谱密度的比值)与达到某预期接收机灵敏度所需的射频信号功率值的关系是从标准噪声系数F的定义中推导出来的。CDMA、WCDMA蜂窝系统接收机及其它扩频系统的射频工程师可以利用推导出的接收机灵敏度方程进行设计，对于任意给定的输入信号电平，设计人员通过权衡扩频链路的预算即可确定接收机参数。 从噪声系数F推导Eb/No关系 根据定义，F是设备(单级设备，多级设备，或者是整个接收机)输入端的信噪比与这个设备输出端的信噪比的比值(图1)。因为噪声在不同的时间点以不可预见的方式变化，所以用均方信号与均方噪声之比表示信噪比(SNR)。 图1. 下面是在图1中用到的参数的定义，在灵敏度方程中也会用到它们： Sin = 可获得的输入信号功率(W) Nin = 可获得的输入热噪声功率(W) = KTBRF其中： K = 波尔兹曼常数= × 10-23 W/Hz/K， T = 290K，室温 BRF = 射频载波带宽(Hz) = 扩频系统的码片速率 Sout = 可获得的输出信号功率(W) Nout = 可获得的输出噪声功率(W) G = 设备增益(数值) F = 设备噪声系数(数值) 的定义如下： F = (Sin / Nin) / (Sout / Nout) = (Sin / Nin) ×(Nout / Sout) 用输入噪声Nin表示Nout： Nout = (F × Nin × Sout) / Sin其中Sout = G × Sin 得到： Nout = F × Nin × G
GPS的接收机灵敏度测试
接收机灵敏度分析 时间：2010-01-19 13:05:49 来源：作者： 1 GPS 接收机的灵敏度定义 随着GPS 应用范围的不断扩展，业界对GPS 接收机的灵敏度要求也越来越高，高灵敏度的接收性能可以令接收机在室内或其它卫星信号较弱的场景下仍然能够实现定位和跟踪，大大拓展了GPS 的使用范围。作为GPS 接收机最为重要的性能指标之一，高灵敏度一直是各个GPS 接收模块孜孜以求的目标。对于GPS 接收系统而言，灵敏度指标包括多个场景下的指标，分别为：跟踪灵敏度、捕获灵敏度、初始启动灵敏度。目前业界已经可以实现跟踪灵敏度在-160dBm 以下的接收机，同时，初始启动的灵敏度和捕获灵敏度也分别可以达到-142dBm 和-148dBm 以下。GPS 接收机首先需要完成对卫星信号的捕获，完成捕获所需要的最低信号强度为捕获灵敏度；在捕获之后能够维持对卫星信号跟踪所需要的最低信号强度为跟踪灵敏度。为了实现定位，GPS 接收机还需要解调GPS 卫星发送的导航电文，相应的，解调导航电文所需要的最低信号强度为初始启动灵敏度。根据上述定义可知，跟踪灵敏度最高，捕获灵敏度次之，初始启动灵敏度最差。 2 GPS 接收模块的灵敏度性能分析 从系统级的观点来看，GPS 接收机的灵敏度主要由两个方面决定：一是接收机前端整个信号通路的增益及噪声性能，二是基带部分的算法性能。其中，接收机前端决定了接收信号到达基带部分时的信噪比，而基带算法则决定了解调、捕获、跟踪过程所能容忍的最小信噪比。 2.1 接收机前端电路性能对灵敏度的影响 GPS 信号是从距地面20000km 的LEO（Low Earth Orbit，低轨道卫星）卫星上发送到地面上来的，其L1 频段（fL1=1575.42MHz）自由空间衰减为： 按照GPS 系统设计指标，L1 频段的C/A 码信号的发射EIRP（Effective Isotropic RadiatedPower，有效通量密度）为P=478.63W（26.8dBw）([1][2])，若大气层衰减为A=2.0dB，则GPS 系统L1 频段C/A 码信号到达地面的强度为： GPS ICD（Interface Control Document，接口控制文档）文件（[3]）中给出的GPS 系L1 频段C/A 码信号强度最小值为-160dBw，和上述结果一致。在实际场景中，由于卫星仰角的不同、以及受树木、建筑物等的遮挡，L1 频段C/A 信号到达地面的强度可能会低于-160dBw。 一般GPS 接收机的结构如下图所示： GPS 信号被天线接收下来后，如果天线有源，则经过滤波器和低噪放，再通过电缆接到接收机部分，接收
工程中模态灵敏度的计算方法
工程中模态灵敏度的计算方法 灵敏度即求导信息，它是一种度量，是一种评价由于设计变量或参数的改变而引起结构特性变化的变化程度的方法。系统的灵敏度分析的主要目的是确定设计参数变更时，系统响应、特征值及特征向量等发生的变化率，因此通过灵敏度分析可得到为实现最优化所需要的设计导数。它是当前力学和结构工程领域的主要研究方向之一。例如在结构优化、可靠性评估及结构控制等工程领域，灵敏度信息即是一个主要的先决条件，通常依据灵敏度性态来确定对优化目标及状态变量影响较大的设计参数，利用程序可自动选择灵敏度高的参数进行操作。在结构系统的模型修正时，基于设计参数及矩阵元素的修正算法，可以使用无阻尼实模态的正交归一化条件作为约束求解修正量，目前也有一些文献在使用复模态的正交归一化条件来设计修正算法，这些算法经常使用各种模态参数的灵敏度信息参与修正量的求解。当前，结构安全性检测有时也依赖灵敏度信息来确定结构是否出现损伤、损伤的位置及损伤的严重程度等。 1 阻尼与模态 依据结构阻尼的性质可将振动系统分为无阻尼、比例阻尼及一般粘性阻尼三种情况。在应用灵敏度分析的相关领域中，各种阻尼情况下的模态分析是其重要的基础。 无阻尼情况下的模态被称为实模态或纯模态，特征方程的根比较容易依据方程（λ2M+K）x=0的特征值问题求解，这种问
题在数学意义上称为广义特征问题，得到实频率-ω2r=λ2r及相对应的实模态。当比例阻尼矩阵满足方程C=αM+βK （α，β 为实常数）时，比例阻尼系统具有复频率λ2r，并满足【1】 且与无阻尼系统具有相等的实模态向量。可见比例阻尼系统的数值计算量远低于一般的粘性阻尼系统。当系统的阻尼近似为一般粘性阻尼时，系统的极点与模态都是复值的，系统的特征问题为（λ2M+λC+K）x=0。这不是一般意义上的特征问题，为了将系统特征问题转化为数学意义上的特征问题，即实值矩阵的一般特征问题，常将系统方程转入状态空间形式，第一种常见的状态方程形式为Ay+By=0，其中【2】 这种类型的状态矩阵总也不是对称的，导致它的右状态向量系总也不是内部正交的，还必须要求M-1存在。但是，它的优点是振动系统的特征问题转化为一般矩阵 A 的特征问题，而不是第一种的广义特征问题。在使用两种状态方程的状态向量正交关系时，必须格外注意它们与系统的左右模态之间的关系，以及考虑系统性质矩阵是否对称等，否则极易得到错误的结论。讨论状态向量的正交性及灵敏度问题的意义在于2N 维状态向量的前N 维恰为原振动系统的模
灵敏度表示与计算
灵敏度表示与计算 灵敏度表示与计算 灵敏度是表征电声换能能力的一个指标，其定义是在单位声压作用下的输出电压或电功率。可见，随着单位和负载的不同，可能有多种不同的表示方法。常见的有开路灵敏度和有载灵敏度两种。所谓开路灵敏度系指在单位声压作用下输出的电动势。换句话说，当话筒(MIC 微音器传声器)的输出端处与开路状态时，若作用在振膜上的声压为P，测得的电压为V，则开路灵敏度。 E=V/P 常用的单位为豪伏/微巴。如果以分贝（dB）表示，开路灵敏度：E（dB）=20lgV/P-20lgV(0)/P(0)分贝 必须特别加以注意的是，当以分贝表示话筒(麦克风MIC 微音 器传声器)的开路灵敏度时，必须注明其基准值。 有载灵敏度又称灵敏度的功率表示法。它是指在单位声压作用下，在传声器输出端的额定负载上输出的电功率。通常规定额定负载为600欧姆。 在上述定义中，都涉及声压的测量问题。如果采用的是声场中某点的声压值，则称为声场灵敏度；如果取实际作用在话筒(麦克风MIC 微音器传声器)振膜上的声压值，则称为声场灵敏度；如果取实际作
用在传声器振膜上的声压值，得出的则是声压灵敏度。在实际使用中，除非另有说明，通常说明书上给出的是声场灵敏度。 简易远距离无线调频传声器电路 寻求一种发射距离远、拾音灵敏度高、长时间工作不跑频、调试简单易制作，且成本低廉的无线是很多爱好者迫切希望的。本文介绍的单管远距离无线调频传声器即具备以上特点。 由于发射用的环形L1兼作振荡，该天线内流动的是与振荡频率同步谐振的高频电流，所以始终处于最佳发射状态。经实践，在空矿地发射距离大约100～150m（用的是TOLY1781袖珍，该机天线加长至时所能达到的接收距离）。相比之下，在工作电压、工作电流和发射频率同等的情况，L1换成普通螺旋线圈，振荡集电极接上一只5pF电容至长的拉杆天线作发射实验，前后两种发射方式的发射距离几乎相当，证明该内藏式环形天线兼作振荡线圈时的发射效率是相当高的。 内藏式环形天线采用长度160mm，1mm的漆包线制成金属圆环或方框形，嵌入机壳内。调节电容C3，使发射频率落入88～ 108MHz之间，以便用调频收音机接收。当电压在～2V之间变化时，长时间工作，本发射频率稳定不变。电池电压时，整机工作电流约。调试时，手不要靠近环形天线，安放时不要靠近金属物，以免影响振荡频率和发射距离。
灵敏度
讨论这个议题的主要起因是:灵敏度(sensitivity)是如何确定的.[https://www.360docs.net/doc/7116825641.html,] 问题:我们经常看到某些GPS芯片 商宣称自己的芯片灵敏度是如何的高,但是根据对整个系统的分析可以看出系统的灵敏度主要取决于第一级LNA的设计,GPS产品的灵敏度取决于GPS芯片和放大器的设计,那么就带来下面的问题:[https://www.360docs.net/doc/7116825641.html,] 1)系统的灵敏度是如何计算的芯片的灵敏度对系统设计有什么影响 [https://www.360docs.net/doc/7116825641.html,] 2)接收GPS信号的功率和信噪比是一个什么样的水平 [https://www.360docs.net/doc/7116825641.html,] 3)如何按照信噪比,信号功率设计系统灵敏度 [https://www.360docs.net/doc/7116825641.html,] [https://www.360docs.net/doc/7116825641.html,] 这真是一篇超精华的帖子!感谢楼主和参与的所有人![5 2 jinfoxhe: R1 灵敏度的计算公式:S=-174dBm+10*log(BW)+Eb/N0+NF. BW一般为中频带宽,Eb/N0为芯片在一定误码的情况下解调需要的信噪比, NF为系统噪声系数.如果是扩频系统,还需要减去扩频增益. 2 对于GSM来说,其灵敏度一般为-110dBm左右(基站),和具体的配置有关系.从仿真来看, GSM的解调Eb/N0为4-5dB. 3 见1. snow99: 好象在说GPS, 不是GSM, 虽然看起来很像 GPS RF BW: 2.046 MHz Modulation: BPSK Process Gain: 46 d Thermal Noise Floor: kTB = -111 dBm/2.046MHz Required Eb/N0: 6 dB (不太清楚, 可以修正)
Receiver NF: 3 dB (Typical) Sensitivity: -111 + 6 + 3 - 46 = -148 dBm 这只是一个大致结果, 考虑系统的其他算法以及Doppler校正, 最终灵敏度在-154 ~ -149之间 https://www.360docs.net/doc/7116825641.html,] Arm720: 楼上朋友对灵敏度的描述已经非常清楚了,降低系统的信噪比和噪声系数能提高系统的灵敏度.那么对于设计来说是不是可以这么理解: 1)根据灵敏度公式估算系统的接收灵敏度 2)根据估算的系统接收灵敏度计算对芯片接收灵敏度的要求 芯片接收的灵敏度反映了对前级放大器噪声系数和信噪比的设计要求. 不知我的理解是否正确,如果是这样,估算的原则又是什么那些参考书上有描述,我想详细的研究一下,多谢了! 那位测试过GPS信号的朋友能说一下GPS信号的接收功率和信噪比吗 Arm720: 看来我的发帖晚了一部,多谢jinfoxhe和snow99兄! 不过snow99兄的计算方法和上面公式好像对不上.你描述的是对GPS接收系统的需求,不只这些需求是如何计算出来的. 多谢了! 以下是引用jinfoxhe在2006-4-24 8:56:00的发言: 1 灵敏度的计算公式:S=-174dBm+10*log(BW)+Eb/N0+NF. BW一般为中频带 宽,Eb/N0为芯片在一定误码的情况下解调需要的信噪比, NF为系统噪声系数.如果是扩频系统,还需要减去扩频增益. 2 对于GSM来说,其灵敏度一般为-110dBm左右(基站),和具体的配置有关系.从仿真来看, GSM的解调Eb/N0为4-5dB. 3 见1. 今天仔细看了看jinfoxhe兄的帖子,发现对关键问题进行了描述"Eb/N0为芯片在一定误码条件下的解调需要的信噪比",也就是说,你选的芯片就决定了接收系统灵敏度的理论值,这
接收机灵敏度的探讨
无线电接收机诸多的性能当中，「灵敏度」（Ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ）无疑是其中最重要的一项，同时，也可能是遭遇最多误解的一项了。 曾经听说过有位ＯＭ试着要在天线和接收机的输入端之间，加装一个高增益的前置放大器，以提高灵敏度。这种作法是否正确，有待我们来探讨。 杂讯与讯号杂讯比 直接从字面上的意义，我们了解到，灵敏度是接收微弱讯号的能力。要接收微弱的讯号，一般的想法是设法将讯号储量放大，也就是提高增益（Ｇａｉｎ），以接收更微弱的讯号，所以增益高的接收机，其灵敏度一定较高。 这一段话，前半段关於灵敏度定义的部份，基本上是正确的；但後半段，增益与灵敏度关系的推论，跟实际情况却相差了十万八千里，这正是一般人对於灵敏度这项特性最人的误解。 在进入正题之前，且让我们谈谈杂讯（Ｎｏｉｓｅ）的问题。 打开接收机，当没有讯号进来时，通常都可以听到细小的「沙沙」声，这就是杂讯的声音。当有讯号进来时，强度够的话，这种「沙沙」声就几乎听不到。可是如果讯号微弱的话，我们会把接收机的音量开大，想更清楚地听到讯号，这一来，「沙沙」声也就相对变大。如果讯号更微弱的话，纵然将接收机的音量开到最大，也只是徒然提高「沙沙」声而已，讯号还是听不清楚。 可见要清楚地接收到微弱讯号，问题并不是在将音量开得多大（提高增益）。如果纯粹想提高增益的话，实在太简单了，了不起再加一级放大器就是。其关键乃是讯号和杂讯相对的强度，是否讯号有足够的强度，不被杂讯所遮盖过去。 这种讯号强度和杂讯强度的对比就叫「讯号杂讯比」（ＳｉｇｎａｌｔｏＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ）或者简称Ｓ／Ｎ比；当然，Ｓ／Ｎ比在习惯上，也经常以ｄＢ来表示。 从接收机声频输出端（如扬声器）所听到的杂讯。可以区分为两类。第一类是伴随着讯号从天线端接收进来的外部杂讯。对於此「天」电杂讯（或称背景杂讯），我们很难有所作为，只好听天由命了。第二类是与外部环境完全无关的内部杂讯，即使将输入端的讯号降低到零，仍可听到的杂讯，这完全是接收机本身所产生的内部杂讯。 对於第二类的内部杂讯，聪明的你，应该已经察觉到跟接收机的灵敏度一定有很密切的关系。 杂讯指数与杂讯系数 描述一个系统（如接收机）内部杂讯大小，可以用杂讯系数（ＮｏｉｓｅＦａｃｔ
计算ASK接收机的灵敏度
计算ASK接收机的灵敏度 RFIC幅移键控(ASK)或者叫做开关键控(OOK)接收机的灵敏度对于远程无线开门系统(RKE)、轮胎压力监视系统(TPM)、家庭自动化系统以及其它应用系统的设计者来说是一项重要的规范。这类接收机一般工作在315MHz或433MHz的频段上，但是其电路对其它载波频率也是适用的。了解这种接收机一些特性在理论上的极限值对RFIC用户和设计者都是很重要的，因为这样就能确定他们在设计上的改进是不是成功的。本篇应用笔记描述了一种在已知系统噪声系数、IF带宽和基带带宽的条件下一步一步的计算ASK接收机灵敏度的方法。结果表明，接收信号强度指示(RSSI)放大器实现的对数幅度检测在输入SNR较低时降低了输出信噪比(SNR) (门限效应)，而灵敏度的提高与IF带宽与基带带宽之比的平方根成正比。 大多数现代幅移键控（ASK）接收机利用将调制的RF信号直接的或者经过一次或多次频率变换后通过一个幅度检测器对数据进行检测。幅度检测器基本上就是一个RF或IF放大器和一个RSSI（接收信号强度指示器），RSSI的输出与输入RF或IF信号功率的对数成正比。 因为RSSI检测器是一个非线性的检测器，它将改变输入信号的信噪比（SNR）。ASK 灵敏度计算的关键就在于RSSI检测器的SNR out与SNR in关系曲线。 一旦我们知道了SNR out与SNR in之间的关系，在已知噪声系数、IF带宽和数据速率的条件下可以通过如下步骤找出ASK灵敏度 1. 确定目标BER（在本例中为10-3）所需的Eb/No，然后根据Eb/No用下面的等式计算SNR。 SNR = (Eb/No) * (R/BBW) 其中R是数据速率，BBW是数据滤波器的带宽 2. 将上一步计算出来的SNR减去IF（预检波）BW与数据滤波器BW之比的dB数。例如，如果IF BW为600KHz数据滤波器BW为6kHz，这就意味着要从SNR中减去20dB。得到的结果就是RSSI检测器输出信号的SNR，这一信号还没有被数据滤波器消除其高频噪声（假设这些噪声占据了IF BW）。对于灵敏度来说，这一比例通常是以dB为单位的负值。 3. 用RSSI的SNR out与SNR in关系曲线找出RF或IF放大器和RSSI检测器输入信号的SNR。实际上就是通过这条曲线用第二步计算中得到SNR out“反向”推导SNR in。 4. 使用接收机前端SNR公式找出接收机输入端的信号水平。这就是灵敏度S S = (SNR in) * (kTBIFFS) 其中kT是在290 K的噪声谱密度(-174 dBm/Hz)，BIF是IF（预检波）BW，FS是接收机系统（不仅仅是前端）的噪声系数。 因为RSSI检测器是一个对数检测器，输入输出SNR的关系可以用一种封闭的方式表示，尽管可能看起来有点儿乱。一篇发表在IEEE学报上比较老的关于航空与电子系统的文章[1]推导出了其表达式并画出了SNR out与SNR in关系的曲线。这篇文章中的曲线非常小而且没有足够的网格线，但是可以在Excel表格中对表达式进行分析计算并画出更具体的
接收机参数
Receiver Parameters 接收机参数 云南监测站业务室 2011年3月
Content 目录 *Receiver Parameters *接收机参数 1、Noise Figure 噪声系数 2、MDS 最小可探测信号 3、Sensitivity 灵敏度 4、IP2/IP3 二阶截获点/ 三阶截获点 5、1dB compression 1dB压缩点 6、Oscillator phase noise 振荡器相位噪声 7、2nd / 3rd IFfilter 第2/第3中频滤波器 8、Dynamic range / Spurious free dynamic range 动态范围/无杂散动态范围 * Receiver Operating Modes *接收机工作模式 1、Low noise mode 低噪声模式 2、Normal mode 常规模式 3、Low distortion mode 低失真模式
Noise 噪声 The physical causes for this effect ultimately lie in irregular electron movements. 有电流的地方就有噪声。这种现象的产生归结为电子的不规则运动。 The following principle applies: The higher the current, the more noise is generated in our receiver. 我们的接收机遵循下面的原则：电流越大，接收机产生的噪声就越大。 We must therefore try a low-current receiver design, although this very quickly conflicts with its linearity. 因此，我们将尽量采用低电流的接收机设计，尽管这与接收机的线性度形成了冲突。（接收机电流越小，接收机的线性度就越低。这就形成了一对矛盾） The requirements for "low noise" (NF) and "high linearity" (IP3) are opposite in nature. 对于低噪声（NF噪声系数）和高线性度（IP3三阶截获点）的要求在本质上是相反的，是一对矛盾关系。 Noise is understood as the inherent noise of a receiver, which reduces the original signal-to-noise ratio of an input signal. 噪声被理解为接收机的固有噪声（内部噪声），它降低了输入信号的信噪比。 Inherent noise is therefore a measure of the sensitivity of the receiver. It allows conclusions as to the minimum level the signals must have to be detectable save. 所以固有噪声（内部噪声）是衡量接收机灵敏度的尺度之一。由此得出结论：内部噪声是可靠检测小信号的关键。 The inherent noise is usually expressed as a bandwidth-independent value: Noise Figure(NF). 固有噪声通常表示为一个与带宽无关的值：噪声系数（NF）。
无线接收灵敏度原理分析与算法
接收灵敏度原理 算法 接收灵敏度是检验基站接收机接收微弱信号的能力，它是制约基站上行作用距离的决定性技术指标，也是RCR STD-28协议中，空中接口标准要求测试的技术指标之一。合理地确定接收灵敏度直接地决定了大基站射频收发信机的性能及其可实现性。它是对CSL系统的接收系统总体性能的定量衡量。接收灵敏度是指在确保误比特率（BER）不超过某一特定值的情况下，在用户终端天线端口测得的最小接收功率，这里BER通常取为0.01。接收机的接收灵敏度可以用下列推导得出： 根据噪声系数的定义，输入信噪比应为： (S/N)i=NF(S/N)o 其中NF为噪声系数，输入噪声功率Ni=kTB。当(S/N)o为满足误码率小于10-2时，即噪声门限，则输入信号的功率Si即为接收灵敏度： Si=kTBNFSYS(S/N)o （1） 其中： k：波尔兹曼常数（1.38×10-23 J/K）； T：绝对温度（K）； B：噪声带宽（Hz）； NFSYS：收信机噪声系数； (S/N)o：噪声门限。 k、T为常数，故接收机灵敏度以对数形式表示，则有： Si=-174dBm+10lg B+ NFSYS+(S/N)o （2） 举例来说，对于一个噪声系数为3dB的PHS系统，其带宽计为300KHz，如果系统灵敏度为-107dBm，则该系统的噪声门限为： (S/N)o=174-107-10lg(3×105)-3=9.2 从以上公式可以看出为提高接收机灵敏度也即使Si小，可以从两个方面着手，一是降低系统噪声系数，另一个是使噪声门限尽可能的小。 π/4DQPSK有三种解调方式：基带差分检测、中频差分检测、鉴频器检测。可以证明[1]三种非相干解调方式是等价的，我们以基带差分检测为例进行分析。在具有理想传输特性的稳态高斯信道，基带差分检测的误比特率曲线表示于图1实线[2]所示，由图可以查出在误比特率BER为0.01时，噪声门限(S/N)o为6dB，对于上述例子来说，其噪声门限还有可以再开发的潜力。
第3章电路的灵敏度分析
第三章 网络的灵敏度分析 §3.1网络的灵敏度 灵敏度用来表征网络特性对元件参数变化的敏感程度。它在确定产品合格率、寿命及对工作环境的适应性方面起着关键的作用。 网络函数或网络响应都是组成网络的元件参数的函数。在具体实现一个设计方案时，所选择的元件均有其标称值和相对误差。例如100Ω%5.1±即表示标称值是100Ω，相对误差是%5.1的一个电阻。当将一个这样的电阻接入电路时，它的真正值可能是99、100、101等值，不一定刚好等于标称值。另一方面，实际电路在工作时，随着使用时间的增长、周围环境(例如温度、湿度、压力)等因素的变化，元件参数值也难免要发生不同程度的变化而偏离标称值，况且有的元件本身就是作为敏感元件使用的。这些元件参数的变化必将导致网络函数或网络响应的变化，严重时网络无法正常工作。研究元件参数变化对网络函数或网络响应的影响即属于电路灵敏度分析(sensitivity analysis)内容。电路的灵敏度分析还是电路的容差(tolerance analysis)分析、最坏情况分析(worst analysis)和最优设计(optimize design)的重要基础。在最优设计中，灵敏度作为目标函数的寻优梯度。灵敏度分析是电路分析与电路综合的桥梁。著名的电路仿真软件PSPICE 和WORKBANCH 均有灵敏度分析功能。 网络函数H 或网络响应R (统一用T 来表示) 对某元件相关参数p (p 可以是元件参数或影响元件参数的温度、湿度、压力等)变化率称为网络函数对该参数的绝对灵敏度，记作： p T S ??= (3.1a) 有时还要用到相对和半相对灵敏度。相对灵敏度的定义是： p T p T T p S ln ln 00??=??= (3.1b) 相对灵敏度是无量纲量。半相对灵敏度的定义是： p T p S ??=0 (00=T 时)， p T T S ??=01 (00=p 时) (3.1c) 式中0p 和0T 分别是元件的标称值及对应标称值的网络函数或网络响应值。 当0p 或0T 为零时，相对灵敏度要么为零要么不存在。此时要用半相对灵敏度。 从各灵敏度的定义式可见，关键是计算绝对灵敏度。因此，本章以下只涉及绝对灵敏度的计算。 图3.1 为常用的电桥测量电路。以1U 为激励，2U 为响应的网络函数为 4 33211 12R R R R R R U U H +++-== (3.2) 设1R 、4R 为热敏电阻，由式(3.2)并根据灵敏度的定义式(3.1a)求得H 对电阻1R 、
接收机灵敏度计算公式之令狐文艳创作
接收灵敏度的定义公式 令狐文艳 摘要：本应用笔记论述了扩频系统灵敏度的定义以及计算数字通信接收机灵敏度的方法。本文提供了接收机灵敏度方程的逐步推导过程，还包括具体数字的实例，以便验证其数学定义。在扩频数字通信接收机中，链路的度量参数Eb/No (每比特能量与噪声功率谱密度的比值)与达到某预期接收机灵敏度所需的射频信号功率值的关系是从标准噪声系数F的定义中推导出来的。CDMA、WCDMA蜂窝系统接收机及其它扩频系统的射频工程师可以利用推导出的接收机灵敏度方程进行设计，对于任意给定的输入信号电平，设计人员通过权衡扩频链路的预算即可确定接收机参数。 从噪声系数F推导Eb/No关系 根据定义，F是设备(单级设备，多级设备，或者是整个接收机)输入端的信噪比与这个设备输出端的信噪比的比值(图1)。因为噪声在不同的时间点以不可预见的方式变化，所以用均方信号与均方噪声之比表示信噪比(SNR)。
图1. 下面是在图1中用到的参数的定义，在灵敏度方程中也会用到它们： Sin = 可获得的输入信号功率(W) Nin = 可获得的输入热噪声功率(W) = KTBRF其中： K = 波尔兹曼常数= 1.381 × 10-23 W/Hz/K， T = 290K，室温 BRF = 射频载波带宽(Hz) = 扩频系统的码片速率Sout = 可获得的输出信号功率(W) Nout = 可获得的输出噪声功率(W) G = 设备增益(数值) F = 设备噪声系数(数值) 的定义如下： F = (Sin / Nin) / (Sout / Nout) = (Sin / Nin) ×(Nout / Sout) 用输入噪声Nin表示Nout： Nout = (F × Nin × Sout) / Sin其中Sout = G × Sin
接收灵敏度的定义公式
接收灵敏度的定义公式 2011-11-21 12:19:17| 分类：默认分类|举报|字号订阅 接收灵敏度的定义公式< xmlnamespace prefix ="o" ns ="urn:schemas-microsoft-com:office:office" />摘要：本应用笔记论述了扩频系统灵敏度的定义以及计算数字通信接收机灵敏度的方法。本文提供了接收机灵敏度方程的逐步推导过程，还包括具体数字的实例，以便验证其数学定义。在扩频数字通信接收机中，链路的度量参数Eb/No (每比特能量与噪声功率谱密度的比值)与达到某预期接收机灵敏度所需的射频信号功率值的关系是从标准噪声系数F的定义中推导出来的。CDMA、WCDMA蜂窝系统接收机及其它扩频系统的射频工程师可以利用推导出的接收机灵敏度方程进行设计，对于任意给定的输入信号电平，设计人员通过权衡扩频链路的预算即可确定接收机参数。 从噪声系数F推导Eb/No关系 根据定义，F是设备(单级设备，多级设备，或者是整个接收机)输入端的信噪比与这个设备输出端的信噪比的比值(图1)。因为噪声在不同的时间点以不可预见的方式变化，所以用均方信号与均方噪声之比表示信噪比(SNR)。 < xmlnamespace prefix ="v" ns ="urn:schemas-microsoft-com:vml" />图1.下面是在图1中用到的参数的定义，在灵敏度方程中也会用到它们： Sin = 可获得的输入信号功率(W) Nin = 可获得的输入热噪声功率(W) = KTBRF其中： K = 波尔兹曼常数= 1.381 × 10-23 W/Hz/K， T = 290K，室温 BRF = 射频载波带宽(Hz) = 扩频系统的码片速率 Sout = 可获得的输出信号功率(W) Nout = 可获得的输出噪声功率(W) G = 设备增益(数值) F = 设备噪声系数(数值)的定义如下： F = (Sin / Nin) / (Sout / Nout) = (Sin / Nin) ×(Nout / Sout)
WCDMA 灵敏度公式详解
上行灵敏度公式：Sin (dBm) = NF (dB) + KTBRF (dBm) + Eb/No (dB) - PG (dB) Sin = 可获得的输入信号功率(W) Nin = 可获得的输入热噪声功率(W) = KTBRF其中： K = 波尔兹曼常数= 1.381 ×10-23 W/Hz/K， T = 290K，室温 Sout = 可获得的输出信号功率(W) Nout = 可获得的输出噪声功率(W) G = 设备增益(数值) F = 设备噪声系数(数值) PG = BRF / Rbit WCDMA 规定用户数据速率Rbit等于12.2kbps F的定义如下： F = (Sin / Nin) / (Sout / Nout) = (Sin / Nin) ×(Nout / Sout) 用输入噪声Nin表示Nout： Nout = (F ×Nin ×Sout) / Sin其中Sout = G ×Sin 得到： Nout = F × Nin × G 调制信号的平均功率定义为S = Eb / T，其中Eb为比特持续时间内的能量，单位为W-s，T 是以秒为单位的比特持续时间。 调制信号平均功率与用户数据速率的关系按下面的式子计算： 1 / T = 用户数据比特率，Rbit单位Hz，得出Sin = Eb ×Rbit 根据上述方程，以Eb/No表示的设备输出端信噪比为：
Sout / Nout = (Sin × G) / (Nin × G × F) = Sin / (Nin × F) = (Eb × Rbit) / (KTBRF × F) = (Eb/ KTF) ×(Rbit / BRF)， 其中KTF表示1比特持续时间内的噪声功率(No)。 因此， Sout / Nout = Eb/No × Rbit / BRF 在射频频带内，BRF等于扩频系统的码片速率W，处理增益(PG = W/Rbit)可以定义为： PG = BRF / Rbit 所以，Rbit / BRF = 1/PG，由此得输出信噪比： Sout / Nout = Eb/No ×1 / PG。 注意：对于没有扩频的系统(W = Rbit)，Eb/No在数值上等于SNR。 接收机灵敏度方程 对于给定的输入信号电平，为了确定SNR，用噪声系数方程表示Sin： F = (Sin / Nin) / (Sout / Nout)或F = (Sin / Nin) ×(Nout / Sout) Sin = F × Nin ×(Sout / Nout) Sin又可以表示为： Sin = F × KTBRF × Eb/No × 1/PG 用一种更加常用的对数形式表示，对每一项取以10为底的对数再乘10得到单位dB或dBm。于是噪声系数NF (dB) = 10 ×log (F)，由此得出下面的接收机灵敏度方程： Sin (dBm) = NF (dB) + KTBRF (dBm) + Eb/No (dB) - PG (dB) 数字实例
数学中的灵敏度分析
因此，假设条件成为了建模过程中一个影响模型好坏的影响因素，灵敏度分析就是在模型建立后，对假设条件变化，检验模型的优劣性 一般来说Lingo做出来的灵敏度分析能够达到一个比较理想的程度，不过还是要根据模型本身来研究，建议你在开始之前先学习一下《数值分析》，对建模的灵敏度分析很有用哈，再根据《数值分析》的方法，对M-C（蒙特卡罗）方法进行灵敏度分析，你会很快掌握~~~ 随着现代工业的迅速发展，对工业设备的精度提出了更高的要求。但是，由于制造误差、轴承间隙、弹性变形等因素的影响，不可避免地会对设备的精度产生一定的影响。因此我们就有必要建立起一个数学模型并且应用恰当的分析方法来研究上述的各种误差对精度的影响关系，找出影响最大的因素，作为我们在实际的制造和装配过程中进行误差分配，降低生产成本，提高传动精度的理论依据。这里就可以采用灵敏度分析的方法。它主要包括局部灵敏度分析方法和全局灵敏度分析方法。 一、局部灵敏度分析方法 局部法主要分析因素对模型的局部影响（如某点）。局部法可以得到参数对输出的梯度，这一数值是许多领域研究中所需要的重要数据。局部法主要应用于数学表达式比较简单，灵敏度微分方程较易推出，不确定因素较少的系统模型中。主要包括直接求导法、有限差分法、格林函数法。 1．直接求导法 对于输入因素个数少、结构不复杂、灵敏度微分方程较易推导的系统或模型，直接法是一种简单快速的灵敏度分析方法。时变（非静止）系统可以用微分或微分-代数方程进行描述。假设要考虑的初值问题是 ，（1） 同样，代表n维输出变量，代表m维输入因素。代表初值数组。 式（1）对输入因素微分得到下述的灵敏度微分方程
通信距离与发射功率、接收灵敏度和工作频率有关
无线通信距离的计算 功率灵敏度（dBm dBmV dBuV） dBm=10log(Pout/1mW)，其中Pout是以mW为单位的功率值 dBmV=20log(Vout /1mV)，其中Vout是以mV为单位的电压值 dBuV=20log(Vout /1uV)，其中Vout是以uV为单位的电压值 换算关系： Pout＝Vout×Vout/R dBmV=10log(R/0.001)+dBm，R为负载阻抗 dBuV=60+dBmV 应用举例 无线通信距离的计算 这里给出自由空间传播时的无线通信距离的计算方法：所谓自由空间传播系指天线周围为无限大真空时的电波传播，它是理想传播条件。电波在自由空间传播时，其能量既不会被障碍物所吸收，也不会产生反射或散射。 通信距离与发射功率、接收灵敏度和工作频率有关。 [Lfs](dB)=32.44+20lgd(km)+20lgf(MHz) 式中Lfs为传输损耗，d为传输距离，频率的单位以MHz计算。 由上式可见，自由空间中电波传播损耗（亦称衰减）只与工作频率f和传播距离d有关，当f或d增大一倍时，［Lfs］将分别增加6dB. 下面的公式说明在自由空间下电波传播的损耗 Los = 32.44 + 20lg d(Km) + 20lg f(MHz) Los=20Lg(4π/c)+20Lg(f(Hz))+20Lg(d(m))=20Lg(4π/3x10^8)+20Lg(f(MHz)x10^6)+20Lg(d(km) x10^3)=20Lg(4π/3)-160+20Lgf+120+20Lgd+60=32.45+20Lgf+20Lgd, d 单位为km，f 单位为MHz Los 是传播损耗，单位为dB，一般车内损耗为8-10dB，馈线损耗8dB
麦克风灵敏度算法
FPCFromClipboardUntitled.txt 麦克风灵敏度的算法 发布者：admin 发布时间：2014-06-10 14:35 阅读：197次 灵敏度是麦克风在单位声压激励下输出电压与输入声压的比值，其单位是mV/Pa。为与电路中电平的度量一致，灵敏度也可以分贝值表示。 早期分贝多以单位dBm和dBV表示： 0dBm=1mW/Pa，即把1Pa输入声压下给600Ω负载带来的1mW功率输出定义为0dB； 0dBV=1V/μ bar，把在1μbar输入声压下产生的1V电压输出定义为0dB。 分贝则以单位dBμ表示： 0dBμ=0.775V/Pa，即将1Pa输入声压下麦克风0.775V电压输出定义为0dB(这样就把麦克风声压-电压转换后的电平度量，统一到电路中普遍采用的0dBμ= 0.775V这一参考单位)。 显然，不论灵敏度如何表示，我们都可将它转换为dBμ，前提是行输入统一到Pa这个单位(自己注:这里补充一点:1 Pa=10μbar 。后面的计算中有用到这个公式)例如：NEUMANN U89麦克风的灵敏度是8mV/Pa，可直接由20lg[(0.008V/Pa)÷(0.775V/Pa)]得出其灵敏度约为-40dBμ。 再如：AKG C414麦克风的灵敏度为-60dBV，由0dBV=1V/μbar=10V/Pa(此处用到之前提到的公式:1 Pa=10μbar)先求出1Pa声压下-60dBV的输出电压X：20lg[(X V/Pa)÷(10V/Pa)]=-60 得出X=0.01(V)，即它的灵敏度为10mV/Pa。再由式20lg[(0.01V/Pa)÷(0.775V/Pa)] 可得其灵敏度约为-37dBμ。 第 1 页
接收灵敏度指标分析
接收灵敏度指标分析 本文对接收机设计、测试一些会遇到的问题比如噪声系数对接收机灵敏度的影响；本振频率误差与接收机灵敏度的影响；接收机灵敏度的两种表达方法有何联系等进行了一些较为接近理论的分析。由于本人理论水平的限制一定会有很多理解不正确的地方，不当之处还请大家讨论。 接收灵敏度是检验基站接收机接收微弱信号的能力，它是制约基站上行作用距离的决定性技术指 标，也是 RCR STD-28 协议中，空中接口标准要求测试的技术指标之一。合理地确定接收灵敏度直接地 决定了大基站射频收发信机的性能及其可实现性。它是对 CSL 系统的接收系统总体性能的定量衡量。接收灵敏度是指在确保误比特率（BER ）不超过某一特定值的情况下，在用户终端天线端口测得的最小接 收功率，这里 BER 通常取为 0.01。接收机的接收灵敏度可以用下列推导得出： 根据噪声系数的定义，输入信噪比应为： (S/N)i=NF(S/N)o 其中 NF为噪声系数，输入噪声功率Ni=kTB 。当 (S/N)o为满足误码率小于 10-2时，即噪声门限，则输入信号的功率 Si即为接收灵敏度： Si=kTBNFSYS(S/N)o（ 1） 其中： k：波尔兹曼常数（ 1.38× 10-23 J/K ）； T：绝对温度（K ）； B：噪声带宽（Hz）； NFSYS：收信机噪声系数； (S/N)o：噪声门限。 k、T为常数，故接收机灵敏度以对数形式表示，则有： Si=-174dBm+10lg B+ NFSYS+(S/N)o（2） 举例来说，对于一个噪声系数为3dB的 PHS系统，其带宽计为 300KHz ，如果系统灵敏度为-107dBm ，则该系统的噪声门限为： (S/N)o=174-107-10lg(3 × 105)-3=9.2 从以上公式可以看出为提高接收机灵敏度也即使 Si小，可以从两个方面着手，一是降低系统噪声系数，另一个是使噪声门限尽可能的小。 π /4DQPSK 有三种解调方式：基带差分检测、中频差分检测、鉴频器检测。可以证明[1] 三种非相干解调方式是等价的，我们以基带差分检测为例进行分析。在具有理想传输特性的稳态高斯信道，基带差分检测的误比特率曲线表示于图 1 实线 [2] 所示，由图可以查出在误比特率BER 为 0.01时，噪声门限 (S/N)o 为6dB ，对于上述例子来说，其噪声门限还有可以再开发的潜力。