PCB阻抗测量技术

PCB阻抗测量技术

安捷伦科技（中国）有限公司：孙灯亮

PCB传输线的特征阻抗和差分阻抗

现代的智能手机，计算机，通信设备等电子产品都内含复杂的PCB，这些PCB上的传输线负责把各种芯片连接在一起，并进行互相通信。

图1 现代高速电路中的传输线互连

衡量PCB上传输线的最重要指标是特征阻抗，或叫特性阻抗，简称阻抗。PCB传输线的特征阻抗不是直流电阻，它属于长线传输中的概念。在高频范围内，信号传输过程中，信号边沿到达的地方，信号线和参考平面（电源或地平面）间由于电场的建立，会产生一个瞬间电流，如果传输线是各向同性的，那么只要信号在传输，就始终存在一个瞬态电流I，而如果信号的瞬态电压为V，在信号传输过程中，传输线就会等效成一

个电阻，大小为，把这个等效的电阻称为传输线的特性阻抗。信号在传输的过程

中，如果传输路径上的特性阻抗发生变化，信号就会在阻抗不连续的结点产生反射。

图2 传输线用等效的集中参数电路RLCG描述

传输线的特征阻抗主要与传输线的结构有关系。把传输线分成一小段一下段，如图2所示，每一段用等效的集中参数RLCG电路表示，传输线即可用电报方程来表达：

电报方程的通解为：

其中：

为传播常数

为特征阻抗由于R, G 远小于jwL，jwC，所以通常所说的特征阻抗或阻抗是指：

这个是最终的特征阻抗公式，从公式中可见，传输线的特征阻抗只与寄生电感和寄生电容有关，而与频率没有关系，单位也直接用欧姆来表示。

寄生电感和寄生电容与传输线结构和介电常数有关，而介电常数与频率也有一些关系，所以特征阻抗与频率也有微弱的关系。

PCB中常见的几种传输线结构如图3所示。

图3 PCB中常见的单端传输线结构

微带线指的是处于PCB板外层的线路。微带线的电场穿透两种不同的介电质，相对较难控制阻抗。空气的介电常数较PCB为低，所以整体微带线的等效介电常数较低（约为2）。信号在微带线上的传输速率较快（约为每英寸145ps）。因为在微带线分布在PCB的表面，可以节省层数进行高密度布线，但是较容易受到干扰。

带状线是指处于PCB板内层的线路。带状线的电场只在PCB的范围内，相对较易控制阻抗。带状线周围介质的介电常数较高（约为 4.4），信号传输速度相对较慢（约为每英寸185ps）。因为在PCB的里面，所以不容易受干扰。

图4 微带线和带状线电场和磁场分布

对于微带线或带状线，都有如下特征：阻抗与走线宽度和走线厚度成反比；阻抗与叠层

板高度成正比；阻抗与叠层板的介电常数的平方根成反比。所以研发设计PCB或工厂生产PCB时通过控制走线的宽度，厚度，叠层高度，及使用不同的PCB板材，就可以控制PCB 传输线的特征阻抗。

随着信号速率越来越高，差分信号变得越来越普遍，其主要优点如下。

1.由于差分传输线结构共模抑制能力强，可以更好的抗干扰。

2.由于差分传输线结构的两根线间是平衡的，它们之间的电磁场将抵消，能够更好地

降低辐射。

3.差分传输结构可实现更加精确的时序控制，可减少由于电流瞬变导致的电源噪声。

PCB上的差分传输线结构如下图。比较常用的是边对边耦合的微带差分线和边对边耦的带状差分线。这两种结构不论设计或生产都比较容易进行阻抗控制。

图5 PCB差分传输线结构

差分传输结构或差分传输线具有两种独特的传播方式，每种方式都有自己的特征阻抗。大多数资料把这两种方式称为奇模阻抗和偶模阻抗。

奇模阻抗被定义为通过监测一条线路，而另一条线路通过互补信号驱动而测量的阻抗。差分阻抗是指在差分驱动时在两条传输线中测量的阻抗。差分阻抗是奇模阻抗的两倍。

偶模阻抗被定义为通过监测一条线路，而另一条线路通过同等信号驱动而测量的阻抗。共模阻抗是指并连在一起的线路的阻抗，是偶模阻抗的二分之一。

图5 差分传输线的奇模阻抗和偶模阻抗

差分阻抗和奇模阻抗的计算公式如下：

共模阻抗和偶模阻抗的计算公式如下：

图6 差分/共模结构的电磁场分布和模型

PCB阻抗和差分阻抗测试仪器和探头

现在测试PCB阻抗的仪器主要有两种：基于采样示波器的时域反射计TDR和基于网络分析仪的ENA-TDR。

图7是典型的时域反射计TDR，由采样示波器86100D和TDR模块54754A组成，其典型的TDR指标是：硬件上升时间40ps，归一化的上升时间<25ps（最低16ps）。

图7 86100D采样示波器和54754A TDR测试模块

图8是现在比较流行的基于网络分析仪E5071C的ENA-TDR，由2端口或4端口E5071C 矢量网络分析仪和TDR选件构成，其典型的TDR指标是：上升时间22ps。

图8 基于网络分析仪的ENA-TDR

测量PCB单端阻抗或差分阻抗，探头是必不可少的一部分。如果已经在被测PCB上设计了SMA接头或测试夹具，可以用同轴电缆直接连接被测件测量。大多数情况都是裸PCB 或裸的测试条，这时需要用探头测量。探头可以自己制作，如图9所示，是本人自己制作的差分TDR探头，实际使用效果还是非常好的。自己制作时需要注意地线的连接，制作单端探头时地线与信号针之间形成的环路面积尽量小；制作差分探头时两根信号针之间的环路面积尽量小。同轴电缆中间的信号线一般较粗，制作时需要用锉刀把信号线挫细成针，有利于探测。

图9 自制的差分TDR探头

当然最好还是用与仪器配套的探头，如图10所示的N1021B差分TDR探头可以用于传统的基于采样示波器86100D的TDR仪器，也可以用于基于网络分析仪E5071C的ENA-TDR。N1021B的典型指标是：带宽>18GHz，可变探针间距范围0.5mm～2.54mm。

图10 N1021B差分TDR探头

基于采样示波器的TDR测量原理

时域反射计TDR是最常用的测量传输线特征阻抗的仪器，它是利用时域反射的原理进行特性阻抗的测量。图1是TDR工作原理图。

图11 时域反射计TDR工作原理

TDR包括三部分组成：

1）快沿信号发生器：典型的发射信号的特征是：幅度200mv，上升时间35ps，频率250KHz 方波。

2）采样示波器：通用的采样示波器；

3）探头系统：连接被测件和TDR仪器。

4）测试信号的运行特征参考图2所示。图3是计算被测传输线特征阻抗的计算公式。

图12 TDR测试信号在传输线上的运动特征

图13 TDR计算被测件特征阻抗的计算公式

图14 TDR曲线与被测传输线一一对应

其中ρ是反射系数，Z0是参考阻抗（一般为50ohm，由测试系统決定），Z是待测阻抗。由此仪器可以计算显示出传输线各个点的阻抗，从而可以在仪器的荧幕上显示一条TDR 曲线，曲线的每一点对应传输线上的每一点的反射系数或特征阻抗。

当传输线上存在寄生电容、电感（如过孔）时，在TDR曲线上可以反映出寄生参数引起的阻抗不不连续，而且這些阻抗不连续曲线可以等效为电容、电感或其组合的模型，因而TDR也可以用來进行互连建模，可以直接在仪器上读出寄生的电感或电容，或通过仿真软件建立更详细的模型。

图15 从TDR曲线上的波动处可计算出寄生电容或电感

基于网络分析仪的ENA-TDR测量原理

网络分析仪VNA 是测量被测件（DUT）频率响应的仪器，测量的时候给被测器件输入一个正弦波激励信号，然后通过计算输入信号与传输信号（S21）或反射信号（S11）之间的矢量幅度比（图14）得到测量结果；在测量的频率范围内对输入的信号进行扫描就可以获

得被测器件的频率响应特性（图15 ）；在测量接收机中使用带通滤波器可以把噪声和不需要的信号从测量结果中去掉，提高测量精度。

图16 输入信号、反射信号和传输信号示意图

图17 在测量频率范围内扫描正弦波激励信号，就可用VNA 测得被测器件的频率响应特

性

众所周知，频域和时域之间的关系可以通过傅立叶理论来描述。通过对使用VNA 获得的反射和传输频率响应特性进行傅立叶逆变换，可以获得时域上的冲激响应特性（图4）。再通过对冲激响应特性进行积分，可得到阶跃响应特性。这和在TDR 示波器上观察到的响应特性是一样的。由于积分计算非常耗时，因此实际上使用的方法是在频域中根据傅立叶

变换的卷积原理进行计算——把输入信号的傅立叶变换和被测件的频率响应特性进行卷积，然后再对结果实施傅立叶逆变换。由于在时域中的积分也可使用频域中的卷积来描述，因此我们可以快速计算出阶跃响应特性。

图18 从傅立叶逆变换中推导出的阶跃响应特性与冲激响应特性之间的关系

通过傅立叶逆变换得到的时域特性的时间分辨率和时间测量范围分别对应于最高测量频率的倒数和频率扫描间隔的倒数（图15）。例如，若最高测量频率是10 GHz，则时间分辨率为100 ps。我们似乎可以认为通过不断缩小频率扫描的间隔就可以无限地扩大测量的时间范围，但事实上却存在限制。因为傅立叶逆变换中使用的频率数据在频域中必须是等距的，若扫描的频率间隔比VNA 的最低测量频率还要小，那么就不能执行傅立叶逆变换。例如，如果VNA 的最低测量频率是100 kHz，则在时域测量中能够得到的最大时间测量范围就是10 us，对于TDR 的测量应用，这足够了。

图19 时域参数（时间分辨率和时间测量范围）与频域参数（最大频率和扫描频率间隔）

之间的关系

图16 显示的是使用基于网络分析仪E5071C的ENA-TDR和基于示波器86100D的TDR，对同一被测件的阻抗进行测量，得到的响应曲线之间的相关性。两个测量结果之间的差别不到0.4Ω。

图20ENA-TDR 和86100D TDR 的测量结果之间的相关性

TDR测量仪器系统的校准

许多因素影响着TDR测量的精度，主要包括：TDR仪器的阶跃响应，采样头性能，探头与被测件连接的寄生参数，电缆探头和被测件损耗，多重反射和测量中使用的参考阻抗的精度等。为此，测试仪器系统需要经过校准才能保证测量的精度。

图21 TDR仪器的误差源

业界采用了许多校准方法来保证TDR测量的精度，主要有：

1：偏置校准方法（适用于基于采样示波器的TDR）

2：归一化校准方法（适用于基于采样示波器的TDR）

3：电子校准件SOLT校准方法（适用于基于网络分析仪的ENA-TDR）

适用于基于采样示波器的TDR的偏置校准方法是在被测件的位置连接一个标准阻抗件，测量标准阻抗件的阻抗，测量结果与标准阻抗件的标称值比较，得出的误差作为以后测试的系统误差，实际的测量结果减去此误差得出的就是被测件的阻抗值。标准参考阻抗件可以是空气线，或精密的同轴电缆，或精密电阻。

图22 TDR偏置校准方法

适用于基于采样示波器的TDR的归一化校准方法的过程是先测量短路和50欧姆标准，得出参考面的时间信息，对于标准负载的连接线路和探头的频响信息，以此作为校准表。示波器实际测量的时域波形做FFT，计算频域响应，计算的结果与标准50欧姆测量的结果进行归一化数学运算，运算后的频域结果再转换成时域波形即可得出归一化后的结果。整个处理过程如下图所示。

图23 归一化处理过程

基于网络分析仪的EAN-TDR校准方法比较多，按照精度和难易程度画图如下图所示。其中精度最高，使用最方便的是使用电子校准件进行全端口校准，校准速度也是非常快，4端口校准几秒即可完成。所以选择和使用ENA-TDR，建议配备和使用电子校准件。

图24 基于网络分析仪的ENA-TDR校准方法

这些校准方法几乎都是校准到被测件的测试端口，对于传输线的损耗和因为阻抗不连续而引发的多重反射还是没有办法处理。损耗自今无法方便的处理，测试时尽量不要测试太长的线（短于0.5米）。如果测试长线，要两头分别测试，读值以靠近测试端口的为准，这样可以避开被测PCB传输线损耗带来的测试误差。

对于多重反射，需要用仪器支持的软件算法进行处理。如下图所示，被测传输线阻抗不连续，在每个不连续的位置都会引发反射，反射的信号又因为阻抗不连续，还会发生二次反射，如此就会产生多重反射误差。实际计算公式比较复杂，在此暂不列出。一般的基于采样

示波器的TDR不支持多种反射校准，但是一旦增加了转换成S参数的选件，里面都会支持多重反射的校准。基于网络分析仪的ENA-TDR直接支持多重反射校准，命名与基于采样示波器的TDR一样，叫”Peeling”。

图25 PCB传输线因为阻抗不连续引发的多重发射

TDR分辨率的概念

TDR分辨率指的是：用TDR测试时，能够分辨的最小距离。

如果测试长度较长、结构较一致的传输线，TDR的上升时间对测试结果影响较小。特征阻抗与信号频率一般是没有关系的，但是因为介电常数与频率有一定的关系，所以有些被测件的测试结果会因为测试上升时间的不同而不同，但差别是非常小的，比如小于0.5欧姆，埋没在测量不确定度之内。

如果测试距离较短、或结构变化加大的传输线，比如芯片封装、连接器，TDR上升时间对测量结果影响较大。因为这个短距离的传输通道已经不能用分布参数的传输线模型来表征了，需要使用集中参数的模型，而集中参数的模型的阻抗与频率关系较大，所以不同上升时间的TDR测试结果差别较大。

TDR能够分辨的传输线最小长度即是TDR分辨率，与TDR上升时间关系较大。因为TDR 仪器采用脉冲快速边沿的反射法测试特征阻抗，而这个边沿自身的上升时间在被测件上的电气长度是个模糊区域，即TDR仪器没法分辨的区域，这个区域就是TDR分辨率，所不能够分辨的微小区域。

图26 用35ps和9ps的TDR测试短距离传输线结果的不同TDR分辨率不仅仅与TDR上升时间有关系，还与被测件介电常数ε有关系，因为信号传输速度与介电常数有关系。TDR分辨率的公式如下：

基于这个公式，计算和验证的各种材料传输线的TDR分辨率如下表所示。

表1 TDR在典型介电常数材料上的分辨率

从表中可以看出，对于常用的FR4板材，典型的40ps TDR的分辨率是：2.798mm。

现在典型的TDR的上升时间是35ps，若要测试封装、连接器等短距离传输线，那么要达到小于9ps上升时间的方案是什么呢？如下图所示即为一个典型方案。

图27 小于9ps TDR测试方案

这个方案需要用到Picosecond Pulse Labs的4020模块或Agilent的N2806A快沿信号发生器，还需要用到Agilent的DCA主机，54754A TDR模块，和75GHz带宽的86118A采样头。

54754A TDR模块发出TDR脉冲激励4020或N2806A，4020或N2806A产生小于9ps的TDR脉冲，86118A采集被测件反射的信号，DCA里的公式计算结果，得出最终的测试结果。DCA支持归一化校准功能，确保测试的精度。

PCB阻抗测量操作步骤

下面分别介绍基于86100D的TDR和基于E5071C的ENA-TDR的操作步骤。两类仪器的TDR测量操作都是非常简单的。

基于86100D的TDR操作步骤。

1：在软件界面里，点击TDR Setup 快捷图标可以看到TDR/TDT 的设置界面。

2：在这个界面里，在Stimulus Mode 选框下可以选择单端Single Ended, 共模Common 或者差分Differential测量模式。选择Differential，并将设置界面里的Diff TDR 显示复选框选中，即可显示差分时域反射的测量波形，用以测量差分阻抗。

图28 86100D TDR测试设置界面

3：点击上图左下脚的Calibration Wizard 校准向导，开始校准处理。点击Next 开始下一步，这一步会显示需要模块的垂直校准，点击Next 进行模块垂直校准，点击skip 会略去模块校准。

如果选择了模块校准，会提示断开模块的所有连接，保证没有电缆，短路件或端接件连接在模块的前端通道接口上。点击Continue，按照提示，连接50ohm 高精度负载(或输入实际的DC 电阻值)到通道1，点击Continue。对于通道2，同样会有此界面。

完成模块校准，或者skip 模块校准后，连接上探头或测试电缆，会出现如下的界面。连接上被测件，观察被测件的反射波形区域，调整水平时基旋钮和延时旋钮，使得被测

件的全部都能够显示在屏幕当中。

图29 校准中的时基调整

4：卸掉夹具和被测件，此时探头或cable 连接接头作为参考面，按照提示想到依次连接短路/50ohm 端接件，最后完成校准过程。按照测量需求，可以改变有效上升延时间（在TDR设置界面的左中位置）。

5：关闭TDR Setup。按Auto Scale 按钮，观察屏幕显示，可以看到入射及反射情况，将探头点测被测件之前可以看到全反射发生的位置（即探头尖端断面位置），将探头点测到被测件或者用测量电缆连接到被测件，观察波形可以看到发生全反射的位置（即被测件远离测试点一端的断面）。

6：在确定被测件的物理位置区间后，旋转在仪器面板Horizontal 处的水平时基旋钮(下图左侧所示)和水平延时旋钮(下图右侧图标所示)，使得屏幕范围内显示为被测件的区间。或者点中鼠标左键拖动鼠标画一个框圈中感兴趣的测量区域，即可放大这部分的波形，如下图所示。

图30 被测件显示区域

7：在旋转这两个旋钮时，在屏幕的下方会显示时基(每格代表的时间)及延时信息。按下仪器屏幕下方Markers 下面的按钮，在屏幕中出现光标，旋转光标旋钮对应调整测量波形的位置，在TDR 测试模式下，有两个光标可以使用。在屏幕右下方会显示出光标与波形轨迹相交处的时刻值X 及阻抗值Y(欧姆)，在按下Marker Unit 按钮后可以把测量值的单位

改为电压或反射百分比。为确定阻抗不连续点(波形中有突起或凹陷)的位置，以两个光标确定被测件的起点和不连续点的时刻差异，可以根据其与到达被测件最后断面的时间差异的比例推算出来在被测件上发生阻抗不连续点的物理位置。注意光标所测量的时间为反射回来到达仪器接收端的时刻，所以在判断某位置距离入射点的延时时要将读数除以2。

基于E5071C的ENA-TDR的操作步骤。

1：ENA-TDR图形用户界面经过精心设计，可以提供类似于传统TDR 示波器的外观和感受，甚至对于不熟悉矢量网络分析仪和S 参数测量的用户，也可以提供直观的操作步骤。设置向导可以指导用户执行所有必要步骤，从而直观、无误地进行设置、校准和测量。

图31 ENA-TDR界面

2：选择DUT 类型。选择被测设备(DUT) 的类型。支持单端型1 端口、2 端口和4 端口，以及差分1 端口、2 端口类型。

图32 被测件类型选择

3：执行误差校正。根据以下提示执行误差校正。提示各不相同，其取决于第一步中所选择的误差校正方法。

图33 夹具时间偏差校准

图34 用电子校准件ECal进行全端口校准

4：测量DUT长度。可自动测量DUT的长度，并将其用于设置时基。

提示说明：测试不同长度的多个DUT时，要用最长的DUT来测量DUT长度，以便所有测量都可以使用相同的设置。