室内分布系统的工程参数和干扰专题分析报告

室内分布系统的工程参数和干扰专题分析

1、前言

室内覆盖工程在移动网络的建设中占据主要的位置，直接影响到整体的网络品质和用户的满意度，室内通话行为在整个用户通信行为中占据主导地位。室内覆盖工程中的直放站和干放调试不好，不仅仅会导致建筑物室内的信号覆盖和质量不好，同时对主网也产生较严重的影响。室内分布系统中直放站和干放工作参数的取值大小将直接影响网络的掉话率和接通率指标，因此有必要对室内分布系统中直放站信号源和干放的工作参数作深入的分析，尤其是针对CDMA 无线同频直放站信号源。 直放站在移动通信覆盖网络中的基本作用是对前向和反向信号的再放大，是设置在基站和移动终端之间的双向放大器。直放站的前向输出功率和反向级联噪声系数系数以及上行增益是影响网络通话质量的主要工作参数。反向级联噪声系数的大小不仅与直放站的反向覆盖距离有关，还与基站的反向覆盖有关，而上行增益的取值又决定了反向级联噪声系数的大小。前向输出功率的大小关系到直放站的前向覆盖距离以及前向和反向的平衡，影响到网络的通

话质量。下文将着重讨论这三个参数的取值方法，以及它们之间的相互关系。

2、反向级联噪声系数与上行增益关系

直放站工作系统是由基站、直放站以及基站与直放站之间的射频链路三部分组成，如图（1）（a ）所示。就反向链路而言，直放站工作系统可视为基站接收放大器与直放站反向放大器的级联，在二级放大器之间串接一个链路损耗，如图（1）（b ）所示，当直放站与基站以级联方式工作时，在基站接收。放大器的输入端会引进一个附加噪声△NF BTS ，在直放站反向放大器输入端会等效增加噪声系数增量△NF REP 。下文分析可知基站噪声增量△NF BTS 和直放站噪声增量△NF REP 分别与基站、直放站的设备噪声系数NF BTS 、NF REP 和直放站的上行增益G REP 以及基站与直放站之间的链路损耗L BTS-REP 有关。

ANT

ANT

ANT

(a)

ANT

空间传播

图（1）直放站工作系统框图

2.1. 直放站对施主基站的噪声影响

由于电子器件存在热噪声，直放站在正常工作时不可避免会有噪声电平输出，

其输出的噪声电平为

P REP-Noise=10 log（K·T·B）+NF REP+G REP（dB）（1）

式中： P REP-Noise ——直放站上行输出噪声电平

K——波尔兹曼常数（1. 38×10-23）

T——环境温度，可取295℃（绝对温度）

B——CDMA载波信号带宽，1.23MHz

NF REP——直放站设备噪声系数（dB）

G REP——直放站上行增益（dB）

直放站上行输出的噪声电平P REP-Noise经过上行路径损耗后发送到基站，结果在基站接收机输入端引入了直放站的噪声，引入到基站的这部分噪声我们用P REP-Inj表示,其

噪声电平为：

P REP-INj =P REP-Noise–L BTS-REP（dB值）（2）

L BTS-REP——从直放站上行输出端口到基站接收端口的路径损耗（dB）由于直放站噪声的引入，在基站输入端的总输入噪声将是基站噪声与引入的直

放站噪声功率之和，如下式所示：

P BTS-Noise-Total=P BTS-Noise + P REP-INj （线性值）（3）

其中：P BTS-Noise=10 log（K·T·B）+NF BTS（dB），为基站输入端等效噪声电平

（4） NF BTS为基站的噪声系数（dB）

由上式可知，直放站对施主基站的噪声影响表现在基站接收机输入端增加了噪

NF REP -NF BTS +G REP - L BTS-REP

10 ΔN F BTS =10 log [ 1+10 ]（dB ） （6）

N rise

10 =10 log [1+10 ] （dB ） （7）

声电平P REP-INj ，这种噪声增加量用dB 值表示为：

将P BTS-Noise 和P REP-INj 代入上式，则在基站输入端由直放站引入的噪声增量为：

N rise = (NF REP -NF BTS ) + (G REP - L BTS-REP0) （dB ） （8）

N rise 定义为噪声增量因子，由上式可知：

噪声增量因子N rise =直放站与基站的噪声系数差+上行增益与路径损耗差

噪声增量因子N rise 可以≥0或≤0，其数值越大，基站的噪声增量就越大，对基站的影响就越大；其数值越小，对基站的影响就越小。在工程设计中，直放站

和基站的噪声系数是已知的常数，因此噪声增量因子的变量是直放站上行增益G REP 和直放站与基站间的路径损耗。一旦直放站安装完毕，进入开通调试时，上行路径损耗的值在一定时间内是相对稳定的，此时上行增益是决定噪声增量因子的唯一变量。显然上行增益越大，引入基站的噪声增量就越大；上行增益越小，引入基站的噪声增量也就越小。这就是为什么将直放站上行增益调得太大会影响基站的原因。

当基站引入直放站工作后，施主基站接收机输入端的噪声系数将变为级联噪声系数NF BTS-cascade ，基站端的级联躁声将由基站设备噪声系数NF BTS 和由直放站引入的噪声系数增量成分△NF BTS 组成，其表达式为： 基站级联噪声系数：NF BTS-cascade = NF BTS +△NF BTS

=NF BTS +10log[1+10

Nrise/10

] （9）

式中： Nrise = (NF REP -NF BTS )+(G REP -L BES-REP )，

通常，基站设备噪声系数与直放站设备噪声系数相近，因此，可视NF REP -NF BTS 为零，则有

Nrise = G REP -L BES-REP

2.2. 直放站反向级联噪声系数与上行增益关系

在实际工程中我们会注意到，如果将直放站上行增益调得太小会减小直放站的

上行覆盖距离。应用级联放大器噪声系数的分析方法可知，直放站上行增益的变化可以等效为直放站输入端级联噪声系数的变化，而直放站系统级联噪声系数的大小又决定了反向允许的最大路径损耗，因此，上行增益的变化自然会影响上行的覆盖距离。可以证明，直放站反向级联噪声系数同样可以用（8）式的噪声增量因子来表示： 直放站反向级联噪声系数： NF REP-cascade = NF REP +△NF REP

=NF REP +10log[1+10

-Nrise/10

] （10）

式中： △NF REP =10 log[1+10

-Nrise/10

]

△NF REP 为直放站噪声增量，

这一噪声增量成份事实上是上行链路损耗在直放站输入端的反映。

比较（9）式和（10）式可知，基站端的级联噪声系数与直放站端的级联噪声系数都是用噪声增量因子来表征，只不过基站级联噪声系数与噪声增量因子Nrise 成正比，而直放站级联噪声系数与噪声增量因子成反比，如图2所示。在工程应用中，Nrise 是由反向增益G REP 决定，下面我们来看反向增益G REP 的几个取值对噪声系数的影响。

当G REP =L BTS —REP 时，基站和直放站的噪声系数均在原有数值上增加了3dB ，对上行覆盖范围的影响是相同的。

当G REP —L BTS —REP ＜0时，基站的噪声增量将＜3dB ，G REP 小于L BTS —REP 越多，对基站的噪声影响就越小，例如，当G REP —L BTS —REP = -10 dB 时，△NF BTS 只有0.4 dB ，这时对基站的覆盖范围不会有影响，但是当G REP 小于L BTS —REP 越多时，对直放站的噪声影响就越大。当G REP 小于L BTS —REP = -10 dB 时，直放站的噪声系数将增加10.4 dB ，这意味着直放站的覆盖距离要缩短一倍以上。

⎥⎥

⎦

⎤⎢⎢⎣⎡+=--10

101log 10REP

REP BTS G L

当G REP 小于L BTS —REP ＞0时，基站的噪声增量将＞3 dB ，直放站的噪声增量将 ＜3 dB ，G REP 比L BTS —REP 越大，基站的覆盖范围距离就越小，而直放站的覆盖距离就越

大。

2.3. 引入多台直放站时的级联噪声系数

2.1和2.2所讨论的级联噪声系数仅仅是1个施主基站配置1台直放站的情况，在

实际应用中，经常会需要1个施主基站配置多台直放站。基站引入多台直放站的应用形式主要有三种：星形、串联形及星形与串联形混合。大多数的应用属星形，后两者也会有应用。对于这三种应用形式，我们只需讨论星形和串联形的级联噪声系数，混合形的级联噪声系数可以从星形和串联形的结果中得到。 2.3.1. 星形结构多台直放站级联噪声系数与上行增益

由多个直放站与基站组成的星形无线覆盖网如图3所示。

G 1 G 2

G

n . (dB) 噪声增量ΔN F

直放站噪声增量 ΔNF BTS-rise =lolog[1+10

Nris/10

]

直放站级联噪声增量 ΔNF REP-rise =lolg[1+10-Nrise/10

] Nrise= G REP —L BTS —REP

图3 星形结构直放站系统示意图

为了分析方便，假设所有直放站具有相同的噪声系数，同时要求各直放站具有相同反向覆盖最大链路损耗，这些假设符合实际应用要求。为了保证每个直放站能获得相同的反向覆盖最大链路损耗，则要求在基站端接收到每个直放站发来的上行噪声电平必须相同。由于各直放站到达基站的链路损耗（L1、L2、L3……L n）各不相同，为了使各直放站发送到基站的噪声电平相同，各直放站的上行增益应满足下式：

G－L 1=G2 －L 2= G3－L 3=N rise （12）

N rise=G REP－L BTS—REP

其中：L BTS-REP

G REP =

上式表明当直放站与基站之间的链路损耗大时，其直放站的上行增益需要大，当链路损耗小时，其直放站增益也要小，但是各个直放站所设置的上行增益与其对应的上行链路损耗之差值

必须相同。

在满足上式的条件下，星形结构的施主基站和各直放站的级联噪声系数分别为：

基站级联噪声系数：

NF BTS-cascade = NF BTS +△NF BTS

= NF BTS +10 [1+ n ·10Nrise/10]

( 13 )

直放站级联噪声系数：

NF REP-cascade = NF REP +△NF REP

=

NF REP +10

[n

+10-Nrise/10

] （14）

式中： n 为直放站数

2.3.2串联形结构多台直放站级联噪声系数与上行增益

由多个直放站与基站组成的串联结构如图4所示：

图4 串联形连接的直放站系统示意图

对串联形结构的分析，可等同于级联放大器的等效噪声系数分析。如果要求各直放站具有相同的上行覆盖最大链路损耗，那么各个直放站在施主基站接收机所贡献的噪声增量必须相同。应用级联放大器噪声系数分析方法，可以证明在各直放站的上行增益（G 1、G 2、G 3……G n ）满足下式时，各直放站将具有相同的级联噪声系数，也就是具有相同的上行覆盖最大全链路损耗。

L 2-G 2=L 3-G 3=…….=L n -G n =0 （15）

令： L BTS-REP = L 1 G REP = G 1

在满足上式的条件下，串联结构的施主基站和各直放站的噪声增量与星形结构具有相同的表达式。串联结构的施主基站噪声增量可用（13）式表示，各直放站的噪声增量可用（14）式表示。

基站级联噪声系数： NF BTS-CASCADE = NF BTS +△NF BTS

= NF BTS +10 [1+ n ·10Nrise/10

] 直放站级联噪声系数： NF REP-CASCADE = NF REP +△NF REP

L 1

L 2

L n

. . . . . . . . .

= NF REP+10 [n +10-Nrise/10]

式中：n为直放站数Nrise = G1-L1

图5给出了引入多台直放站的噪声增量曲线图。从图中可见，随着直放站站数的增加，直放站噪声增量和基站的噪声增量也随之增加，由此带来的结果是基站和直放站的反向覆盖最大链路损耗减小，覆盖区要比引入单个直放站时要小。

图5 基站、直放站系统等效噪声系数曲线图

3、直放站前向输出功率

3.1. 直放站需要的最大前向输出功率

①比较计算：

我们可以认为基站额定的最大每载波输出功率是满足前向反向平衡条件下设计的结果。目前CDMA 基站的输出功率为43dBm ，由于基站与直放站级联后会引入噪声增量，使直放站反向级联噪声系数（直放站本机噪声系数+噪声系数增量）要比基站大4~7dB ，也就是说直放站的反向接收灵敏度要比基站差4~7dB ，为了达到前向反向平衡，自然直放站的前向功率也要比基站小4~7dB ，因此直放站所需的输出功率应在36~39dBm 之间（43dBm-(4~7)dB ），最大输出功率应为：39dBm 。

② 前向反向平衡公式计算：

以1个基站带1个直放站为例，设由直放站引入基站的噪声增量控制在2dB 以内，直放站本机噪声系数为NF REP 。由图5曲线图可知，直放站噪声系数增量△NF REP 为4dB ，直放站级联噪声系数NF REP-cascade 为5dB+ 4dB= 9dB ，其它参数为：

下行： 上行：

E c /N o.t = 8-21 = -13dB P m = 200mW = 23dBm

I o.oc /I o.sc = 2.5dB SNR = -15dB

移动台噪声系数NF m = 8dB 载荷η=70% 导频功率分配比ξp = 15% NF REP = 9dB 求在前向反向链路平衡条件下，直放站前向输出多大功率P REP ： B = L 下行max -L 上行max 取B=1

1 = [(SNR) - （E c /N o.t ）]+[NF REP – NF m ]+[P REP – P m ]

1 = [-15+13]+[9-8]+[P REP -23]

⎥⎥

⎥⎥

⎦⎤

⎢⎢⎢

⎢⎣⎡-⎪⎭⎫ ⎝⎛+-+ηξ11log 10...10sc o oc o t o c P I I N E ()

⎤

⎡+--101105.025.03.1

P

= 39dBm

REP

从以上两种方法的计算结果可知，直放站每载波所需的最大输出功率应为39dBm，39dBm可作为直放站设备设计最大输出功率的参考。

3.2. 直放站正常工作所需的输出功率

从上述分析结果可知，直放站的覆盖范围往往不是受限于前向输出功率，而是受限于反向级联噪声系数。直放站与基站级联工作时在基站和直放站的反向输入端将增加额外的噪声，使反向级联噪声系数增大，当配置的直放站数增大时，级联噪声系数也随之增大。在前反向平衡条件下，直放站正常工作所需的输出功率是与直放站的级联噪声系数成反比关系，级联噪声系数越大，需要的前向输出功率越小，反之亦然。

从图5看，级联噪声系数在工程中主要是由直放站的上行增益和直放站的配置数决定的，当反向增益G REP增大，噪声增量因子N rise随之增大，直放站的噪声增加量将减小，这样有利于直放站开大功率，有利于直放站的覆盖。但同时，直放站的反向增益增大，基站的噪声增量也会增大，随之对基站的干扰也就增大，这样不利于基站的覆盖。因此，为了不至于对基站造成严重干扰，同时又能尽可能发挥直放站的设备性能，我们在调整反向增益时需要考虑基站与直放站之间的噪声增量分配，只有合理分配基站和直放站之间的噪声增量，才能取得基站和直放站相得益彰的覆盖效果。

在工程中，首先需要确定基站覆盖区允许的噪声增量，然后通过查图5的曲线来确定直放站的级联噪声系数，最后根据级联噪声系数确认前向输出功率。一般来说2dB以下的噪声增量对基站覆盖不会造成明显的影响，但是4dB以上的噪声增量会对基站覆盖造成明显的影响。表1、表2分别给出了基站噪声增量2dB、1dB时，直放站站数从1台到10台时直放站级联噪声系数和所需前向输出功率的一组数值，可供工程应用参考。

条件：移动台输出功率P m=23dB，直放站天线增益G a=14dB，移动台天线增益0dB，E b/N0+I0：下行8dB，上行6dB，直放站设备噪声系数NF REP=5dB,N为直放站个数。

小负荷因子X=70%，路径损耗L=113+3.6×10log10d km+σ，σ= 6dB(边界阴影衰落标准偏差)。

4、小结

以上我们讨论了CDMA直放站的级联噪声系数、反向增益、前向输出功率参数，这些参数的设置是否合理不仅关系到直放站设备本身的工作性能，还影响到移动网络的通话质量。这几个参数之间是相互关联的，基站的级联噪声系数和直放站的反向级联噪声系数是由直放站反向增益确定，而直放站前向输出功率是由反向级联噪声系数确定。因此，直放站的反向增益调试是直放站工程开通调试的关键。前向输出功率的取值要服从前反向链路平衡条件，因为，前反向链路不平衡，极可能产生移动终端的越区掉话以及对邻域集小区的干扰，因此，满足前反向链路平衡条件下的前向输出功率才是直放站正常工作所需的输出功率。

从讨论中可以看到，直放站在移动通信网络的应用犹如一把双刃剑，使用得当可扩大和优化移动通信网络覆盖，反之则对网络运营造成危害。如此看来，在直放站的建设过程中，选择优质的直放站设备固然重要，更重要的是不能轻视对供应商工程技术服务质量的考量，

否则会给网络建设带来较大的麻烦。只有优质的产品加上优质的技术服务才能使直放站这一产品在移动通信网络中显露其应有的价值。

5、室内分布系统上行噪声干扰计算案例

假设某大厦CDMA网络室内分布系统通过空间耦合, 采用无线同频直放站用作信源解决室内的信号覆盖。由于覆盖的需要，共用了3台干线放大器，系统示意图及部分参数如下：

图1

Gup3＝Gdown3

综合链路损耗：L=P PILOT－（Rx＋Ec/Io）＝97dB

首先计算虚线部分系统等效噪声：NF REP’= NF REP+ΔNF REP’ NF GF－NF REP＋G’

10

= NF REP+10log(1+3*10 )

=9 dB

其中虚线部分对应为图2的虚线部分，则：

基站端系统等效噪声：NF BTS’= NF BTS+ΔNF BTS’ NF REP’－NF BTS＋Gup ‘－L

10

= NF BTS+10log(1+3*10 )

=5.97 dB

此时基站的上行噪声:I=-113+ Gup ‘+ NF REP’+ NF BTS’－L

=－108 dB

另外，由于到达基站端的上行噪声过低，频谱仪无法测出其实际值，在实际工程中是在室内分布系统内无用户的情况下，使用频谱仪测量直放站上行输出端的带内噪声p，则基站的上行噪声：I＝p－L

附件5:室内分布系统上下行平衡专题分析

1、前言

上、下行链路平衡是室内分布系统十分重要的问题，在设计阶段应予以充分的考虑，对覆盖区域内的上下链路损耗、基站到施主天线之间的空间损耗、信源主机设计输入和输出功率都要求有十分明确的数据，达到链路平衡是一个工程性很强的操作，它跨越了在信源勘测、覆盖天线分布、功率分配、主机运行状态参数、基站运行状态等环节非常清楚的基础上；上、下链路平衡是在开通、调测阶段得以实施、验证，在设计阶段应给出主机参数设置、调测的指导性数据说明（在开通、调测时可以根据实际状况调整）。

2、工程调测的基本方法

简明的说，在开通分布系统时为达到上、下行链路平衡，就是使得分布系统下行覆盖范围与上行覆盖范围相同，它以主机上行噪声不干扰基站为基准来设定上行增益G UP，根据上行增益G UP设定下行增益G DOWN（此时一般比上行高 5dB）。

具体操作步骤：

1、测量主机输入端口输入功率RX（dBm），根据方案设计要求设置主机输出功率P out

（dBm），得出下行增益G down，此时上行增益G UP也由此确定。一般室内分布系统主

机上行最初设定为G UP=G down-5

2、 测量主机上行噪声电平P NO ，根据RX ，基站发射功率P C （CDMA ：

33dBm ，GSM ：40dBm ），基站天线增益一般取14dBi ，因从基站到施主天线之间的上、下行空间损耗L P 基本相同，即L P =（P C +14）-RX ，由此计算到达基站端的噪声L NT =P NO -L P ，为使得到达基站端的噪声不高于-120dBm ，CDMA 网络不高于-125dBm ，即P NO ≤-120+ L P 。 3、 如果不满足上述要求，调低上行增益G UP ，测量主机上行噪声电平P NO ，直到满足2

要求。

4、 到覆盖区域进行通话路测，查看是否达到预期覆盖效果，并分析是否已对基站产

生干扰，若是继续执行项目3；同时要到覆盖边缘地带进行拨打、通话测试，查看边缘区切换是否正常，查看有无单通、手机有信号而无法拨出，或者从网外拨入该手机，有无不在服务区的通知，若无上述现象，再从网络测试数据上，从一般工程数据上查看有无异常数据，查看有无接收电平正常而发射功率较高，一般情况CDMA 应满足：|TX+RX|=73±10，则上下行已平衡，可正常开通。否则，进行下一步。

5、 适当调低下行增益注

，重复上一步操作，直到上、下行覆盖区大小一致为止。 [注]：此种情况一般为室内结构复杂、快速衰落严重、覆盖前信号分布严重不

均匀，或主机功率设计过高，或分布系统设计不合理，天线分布不合理等多种原因造成，在满足覆盖要求和网络技术要求的情况下，仍认为是正常的。

以上为工程调测上、下行平衡的一般步骤和方法，它是基于多种数据和网络参数，结合分布系统覆盖要求分析、调测出来的.

3、理论基础和原理分析 3.1关于噪声的说明

以下分析广泛应用到某有源系统的输入噪声、输出噪声、噪声系数NF 和增益G 之间的

关系等问题，另外还有基站接收机的基底噪声（白噪声或背景噪声）值的确定问题等。下面就这些问题作一说明。

如图1-1所示，设系统的噪声系数为NF ，功率增益为G 。P Si 为系统输入信号功率，P so 为系统输出信号功率，所以G=P So /P Si 。P Ni 为系统输入白噪声(规定为kTB)，P No 为系统输出噪声（它包括P Ni ⨯G 和系统本身表现在输出端的噪声功率之和）。

因噪声系数NF 定义为

No

So Ni

Si P /P P /P NF 输出信噪比输入信噪比=

kTB

G P P G P No

Ni No ⋅=⋅=

图1-1 噪声系数的定义

所以系统输出端的噪声功率为

G NF kTB P No ⋅⋅=

如用dB 来表示系统输出端的噪声电平，则

)dB (G )dB (NF )dBm )(kTB log(10)dBm (P No ++=

如用于GSM 系统，其载波信号带宽B=200kHz ，则

G NF )10200log(10)Hz /dBm (174P 3No ++⨯+-= )dBm (G NF 121++-=

如用于CDMA 系统，其载波信号带宽B=1.23MHz ，则

G NF )1023.1log(10)Hz /dBm (174P 6No ++⨯+-= )dBm (G NF 113++-=

当把系统输出端的噪声电平P No 折算到输入端时，即称为系统输入端（或接收端）的热

噪声基底功率，其值等于（设NF=5dB ）

10log （kTB ）+NF （dB ）= - 121+5 = - 116 dBm （GSM 系统） = - 113+5 = - 108 dBm （CDMA 系统） 为了留下一定的余量，常取基底噪声电平为

-120dBm （GSM 系统），-125dBm （CDMA 系统）

3.2 GSM 直放站上行噪声对基站的干扰问题

直放站因质量原因或工程安装、调测不当等原因，会引起直放站干扰基站，从而导致

GSM 系统的掉话率上升的后果，严重的会出现大面积手机无法登录和通话的情况发生。安装或调测不当同样也会引起直放站覆盖区内上下行链路的不平衡，导致前向覆盖区域与反向覆盖区域的不同，从而引起掉话、单通、越区、切换等的困难。

干扰基站的原因很多，主要有4种情况，分别是上行输出噪声过大从而干扰基站、放大器线性不好引起交调过大从而干扰基站、下行交调产物串入上行从而干扰基站、或者是收发天线的隔离度不够引起系统自激等。其中放大器线性不好引起交调过大的情况如图2-1所示，下行交调产物串入上行的情况如图2-2所示。

dBc ）P 0（dBm 载波输出功率

33

f

2

03IMD

P IP +

=三阶互调截获值图2-1 放大器线性不好引起交调过大

下面介绍

GSM 直放站上行噪声对基站的干扰问题。引起干扰的主要原因是由于直放站上行输出噪声电平过大，经过上行空间损耗，到达信源基站口的噪声电平超过了基站接收机的白噪声电平（取-120dBm ，也称为基底噪声或背景噪声），这时就会引起干扰。

如图2-3所示，图中L NT 为直放站上行输出端口的上行噪声电平，且

L NT （dBm ）= 10log （kTB ）（dBm ）+NF （dB ）+G UP （dB ）

= -174（dBm/Hz ）+53+NF+G UP = -121+NF+G UP （dBm ）

式中k 为玻尔兹曼常数（1.38⨯10-23

），T 为绝对温度（常温取300K ），B 为GSM 系统的载波信号带宽（200kHz ），NF 是直放站上行噪声系数，G UP 是直放站上行增益。L NR 为L NT 经过空间损耗到达信源基站接收端口的噪声电平，为避免干扰基站，要求L NR 小于-120dBm 。

图中下行链路的参数P C 为信源基站的输出功率，L RX 为直放站接收端口的接收信号电平，P OUT 为直放站下行输出功率，G DOWN 是直放站下行增益。由于直放站上行噪声电平L NT 与直放站上行增益G UP 有关，过大的G UP 必然会引起较高的L NR ，如L NR 高于基站接收机的白噪声电平-120dBm ，必然会干扰基站。推导如下：

因为 L NR = L NT - L

空间损耗 L = P C - L RX 所以 L NR = L NT -（P C - L RX ） = -121+NF+G UP -（P C - L RX ） < -120dBm

则G UP < 1 – NF +（P C - L RX ）时直放站不会干扰基站。 设 G UPmax =1 – NF +（P C - L RX ）

L

图2-3 上行噪声对基站的干扰分析

又直放站下行增益 G DOWN = P OUT - L RX 考虑到上下行平衡的问题，故取

G UP = min （G UPmax ，G DOWN ）

此时所定直放站上行增益G UP 值，既能保证直放站不干扰基站，又能保持上下行的平衡原则。

3.4 CDMA 直放站上行噪声对基站的影响 直放站的上行输出噪声电平P REP-Noise 为

P REP-Noise =10log （kTB ）+NF REP +G REP （dBm ）

式中B 是CDMA 载波信号带宽（1.23MHz ），NF REP 是直放站噪声系数（dB ），G REP 是直放站上行增益（dB ）。

直放站的上行输出噪声电平P REP-Noise 经过上行路径损耗后发送到基站，在基站接收端口注入直放站噪声P REP-INj ，其电平值为

P REP-INj = P REP-Noise - Ld （dB ）

式中Ld 为从直放站上行输出端口到基站接收端口的路径损耗（dB ）。

由于直放站噪声的引入，在基站输入端的总输入噪声P BTS-Noise-Tolal 将是基站噪声P BTS-Noise 与引入的直放站噪声P REP-INj 之和，即

P BTS-Noise-Total = P BTS-Noise + P REP-INj （线性值）

式中P BTS-Noise =10log （kTB ）+NF BTS ，是基站输入端的噪声电平值，NF BTS 为基站的噪声系数。所以，直放站的引入将使基站接收机输入端的噪声电平增加，这种噪声增量用dB 值来表示为

)dB ()P P P log(

10NF Noise

BTS INj

REP Noise BTS rise BTS ----+=∆

]10

10

10log[1010

)

dB (P 10

)

dB (P 10

)

dB (P Noise BTS INj REP Noise BTS ---+=

将P BTS-Noise 和P REP-INj 代入上式，则

)10

1log(10NF 10

Ld

G NF NF rise BTS REP BTS REP -+--+=∆

)dB ()10

1log(1010

N rise

+= 式中N rise =（NF REP -NF BTS ）+（G REP -Ld ）（dB ）定义为噪声增量因子，它等于直放站与基站的噪

声系数差加上上行增益与路径损耗的差值。

噪声增量因子N rise 可以≥0或≤0，其数值越大，引起基站的噪声增量就越大，对基站的影响就越大；其数值越小，对基站的影响就越小。在工程设计中，直放站和基站的噪声系数是已知的常数，因此噪声增量因子的变量是直放站上行增益G REP 和直放站与基站间的路径损耗Ld 。一旦直放站安装完毕，进入开通调试阶段，上行路径损耗中值在短时间内是相对稳

定的值，此时上行增益的大小决定噪声增量因子，显然，上行增益G REP 越大，噪声增量因子N rise 越大；上行增益越小，噪声增量因子越小。在实际工程中我们会注意到，如果将直放站上行增益调得太小会减小直放站的上行覆盖范围。直放站与基站级联工作的系统里，直放站的上行覆盖距离是与噪声增量因子的4个参数有关，即直放站噪声系数NF REP 、基站噪声系数NF BTS 、直放站上行增益G REP 、以及直放站到基站间的路径损耗Ld 。

应用级联放大器噪声系数的分析方法，可以求出当直放站与基站级联工作时，在直放站级联系统的输入端等效噪声系数（在直放站输入端也会产生噪声增量），要高于直放站本机的噪声系数，在直放站上行输入端引入的噪声增量∆NF REP-rise 同样可用噪声增量因子N rise 来表征，如下式

)10

1log(10NF 10Ld

G NF NF rise REP REP BTS REP -+--

-+=∆

)dB ()10

1log(1010

N rise -

+= 图3-1示出了基站噪声增量∆NF BTS-rise 、直放站级联噪声增量∆NF REP-rise 与噪声增量因子

N rise 的关系曲线。

从图中我们可以看出，基站噪声增量∆NF BTS-rise 与噪声增量因子N rise 成正比，而直放站噪

声增量∆NF REP-rise 与噪声增量因子N rise 成反比。当基站覆盖区引入直放站后，基站和直放站的噪声系数均增加一个噪声增量，分别是

基站总噪声系数：

rise BTS BTS Total BTS NF NF NF --∆+= )101log(10NF 10

N BTS rise ++=

直放站总噪声系数：

rise REP REP Total REP NF NF NF --∆+=

)10

1log(1010

rise N REP NF -++= 当N rise =0时，基站和直放站的噪声系数均在原有数值上增加了3dB ，对上行覆盖范围

图3-1 基站、直放站系统噪声增量曲线图

的影响是相同的。

当N rise<0时，基站的噪声增量将小于3dB，直放站的噪声增量将大于3dB。当N rise越小时，对基站的噪声影响就越小，而对直放站的噪声影响就越大，例如，当N rise= -10dB时，∆NF BTS-rise只有0.4dB，这时对基站的覆盖范围不会有影响；而直放站的噪声系数将增加10.4dB 即∆NF REP-rise=10.4dB，这就意味着直放站的覆盖距离要缩短一倍以上。

当N rise>0时，基站的噪声增量将大于3dB，直放站的噪声增量将小于3dB。N rise越大，基站的覆盖距离越小，而直放站的覆盖距离就越大。

总之，在由基站和直放站级联组成的无线接入系统里，如果要扩大直放站的覆盖范围，基站将不可避免地承受直放站带来的噪声影响。特别在CDMA系统里，如果希望一个基站带多台直放站时，这种影响将会更大，为了能更好地达到基站和直放站的覆盖效果，在网络规划设计阶段需将基站和直放站的设计同时考虑，需要合理分配噪声增量，在预测上行覆盖距离时，需要考虑噪声增量对覆盖距离的影响。只有合理分配基站和直放站的噪声增量，才能取得基站和直放站两者相得益彰的覆盖效果。