整流管尖峰吸收电路探讨

电源网讯最近在电源网上看到还有朋友在讨论Flyback 的次级侧整流二极管的RC 尖峰吸收问题，觉得大家在处理此类尖峰问题上仍过于传统，其实此处用RCD 吸收会比用RC 吸收效果更好，用RCD 吸收，其整流管尖峰电压可以压得更低（合理的参数搭配，可以完全吸收，几乎看不到尖峰电压），而且吸收损耗也更小。

整流二极管电压波形（RC 吸收）

整流二极管电压波形（RCD吸收）

从这两张仿真图看来，其吸收效果相当，如不考虑二极管开通时高压降，可以认为吸收已经完全。

试验过后，你应该会很惊喜，二极管可以采用贴片的（快速开关二极管，如果参数合适，1N4148不错），电阻电容都可以用贴片的。

如果是此处的RC吸收电路参数设计的话，参考帖：

https://www.360docs.net/doc/c118768936.html,/topic/200377，那里有比较详细的说明；

此处的RCD吸收设计，可以这样认为：为了吸收振荡尖峰，C应该有足够的容值，已便在吸收尖峰能量后，电容上的电压不会太高，为了平衡电容上的能量，电阻R需将存储在电容C 中的漏感能量消耗掉，所以理想的参数搭配，是电阻消耗的能量刚好等于漏感尖峰中的能量(此时电容C端电压刚好等于Uin/N+Uo)，因为漏感尖峰能量有很多不确定因素，计算法很难凑效，所以下面介绍一种实验方法来设计

1.选一个大些的电容(如100nF)做电容C，D选取一个够耐压>1.5*(Uin/N+Uo)的超快恢复二极管（如1N4148）；

2.可以选一个较小的电阻10K，1W电阻做吸收的R；

3.逐渐加大负载，并观察电容C端电压与整流管尖峰电压：

如C上电压纹波大于平均值的20%，需加大C值；

如满载时，C端电压高于Uin/N+Uo太多（20%以上，根据整流管耐压而定）,说明吸收太弱，需减小电阻R；

如满载时，C上电压低于或等于Uin/N+Uo，说明吸收太强，需加大电阻R；

如满载时C上电压略高于Uin/N+Uo（5%~10%，根据整流管耐压而定），可视为设计参数合理；

在不同输入电压下，再验证参数是否合理，最终选取合适的参数。

我们再看看两种吸收电路对应的吸收损耗问题（以Flyback为例）：

采用RC吸收：C上的电压在初级MOS开通后到稳态时的电压为Vo+Ui/N,(Vo为输出电压，Ui输入电压，N为变压器初次级匝比)，因为我们设计的RC的时间参数远小于开关周期，可以认为在一个吸收周期内，RC充放电能到稳态，所以每个开关周期，其吸收损耗的能量为：次级漏感尖峰能量+RC稳态充放电能量，近似为RC充放电能量=C*(Vo+Ui/N)^2(R上消耗能量，每个周期充一次放一次)，所以RC吸收消耗的能量为 fsw*C*(Vo+Ui/N)^2,以DC300V

输入，20V输出，变压器匝比为5，开关频率为100K，吸收电容为2.2nF为例，其损耗的能量为2.2N*(20+300/5)^2*100K=1.4w ；

采用RCD吸收，因为采用RCD吸收，其吸收能量包括两部分，一部分是电容C上的DC能量，一部分就是漏感能量转换到C上的尖峰能量，因为漏感非常小，其峰值电流由不可能太大，所以能量也非常有限，相对来讲，只考虑R消耗的直流能量就好了，以上面同样的参数，C 上的直流电压为Vo+Ui/N=80V，电阻R取47K，其能量消耗为0.14W，相比上面的1.4W，“低碳”效果非凡。

再谈谈这两种吸收电路的特点及其他吸收电路：

RC吸收：吸收尖峰的同时也将变压器输出的方波能量吸收，吸收效率低，损耗大，但电路简单，吸收周期与开关频率一致，可以用在低待机功耗电路中；

RCD吸收:适合所有应用RC吸收漏感尖峰的地方（包括正激、反激、全桥、半桥等拓扑）吸收效率较RC高，但是存在一直消耗电容（一般比较大）储存的能量的情况，不适合应用在低待机功耗电路中（包括初级MOS管的漏感吸收）；

再讨论一下ZENER吸收：可以应用于初级MOS漏感尖峰吸收，次级整流管电压尖峰吸收，还可应用于低待机功耗电路，吸收效率最高，成本高，但ZENER稳压参数变化较大，需仔细设计。

整流管的反向恢复只会出现在连续工作模式中，断续工作模式的电源拓扑，都不会存在整流管的反向恢复问题；

整流管的电容效应及次级杂散电容与次级漏感会引起振荡，这种振荡在整流管大的dv/dt （变压器连整流管端电压变化率）和二极管反向恢复电流（连续模式）影响下，表现为变压

器输出端+输出电压通过次级漏感与整流管等杂散电容的谐振，从而引起整流管反向电压尖峰。

通俗来讲，二极管的反向恢复指正在导通的二极管从导通状态转换为反向截至状态的一个动态过程，这里有两个先决条件：二极管在反向截至之前要有一定正向电流（电流大小影响到反向恢复的最大峰值电流及恢复时间，本来已截至的状态不在此列，故只有连续模式才存在反向恢复问题）；为满足二极管快速进入截至状态，会有一个反向电压加在二极管两端（这个反向电压的大小也影响已知二极管的反向恢复电流及恢复时间）。所以看有无反向恢复问题，可以对比其是否具备这两个条件。

准谐振电路的好处是将断续模式整流二极管最大的端变化电压N*Uo+Uo变成N*Uo-Uo，减小了其整流二极管在初级MOS管开通时的电压变化率，从而减少了漏感振荡的激励源，降低其产生的振荡尖峰，如幅值不影响整流管耐压安全，完全可以省去RC等吸收电路。（电源网原创转载请注明出处）

整流二极管的作用及其整流电路

整流二极管的作用及其整流电路整流二极管的作用及其整流电路一种将交流电能转变为直流电能的半导体器件。通常它包含一个PN结，有阳极和阴极两个端子。 P区的载流子是空穴,N区的载流子是电子，在P区和N区间形成一定的位垒。外加使P区相对N区为正的电压时，位垒降低，位垒两侧附近产生储存载流子，能通过大电流，具有低的电压降（典型值为0.7V）,称为正向导通状态。若加相反的电压,使位垒增加，可承受高的反向电压，流过很小的反向电流（称反向漏电流），称为反向阻断状态。整流二极管具有明显的单向导电性,。整流二极管可用半导体锗或硅等材料制造。硅整流二极管的击穿电压高，反向漏电流小，高温性能良好。通常高压大功率整流二极管都用高纯单晶硅制造。这种器件的结面积较大，能通过较大电流（可达上千安），但工作频率不高，一般在几十千赫以下。整流二极管主要用于各种低频整流电路。二极管整流电路一、半波整流电路图5-1、是一种最简单的整流电路。它由电源变压器B 、整流二极管D 和负载电阻Rfz ，组成。变压器把市电电压（多为220伏）变换为所需要的交变电压e2，D 再把交流电变换为脉动直流电。下面从图5-2的波形图上看着二极管是怎样整流的。

变压器砍级电压e2，是一个方向和大小都随时间变化的正弦波电压，它的波形如图5-2（a）所示。在0～K时间内，e2为正半周即变压器上端为正下端为负。此时二极管承受正向电压面导通，e2通过它加在负载电阻Rfz上，在π～2π时间内，e2为负半周，变压器次级下端为正，上端为负。这时D承受反向电压，不导通，Rfz，上无电压。在π～2π时间内，重复0～π时间的过程，而在3π～4π时间内，又重复π～2π时间的过程…这样反复下去，交流电的负半周就被"削"掉了，只有正半周通过Rfz，在Rfz上获得了一个单一右向（上正下负）的电压，如图5-2（b）所示，达到了整流的目的，但是，负载电压Usc。以及负载电流的大小还随时间而变化，因此，通常称它为脉动直流。这种除去半周、留下半周的整流方法，叫半波整流。不难看出，半波整说是以"牺牲"一半交流为代价而换取整流效果的，电流利用率很低（计算表明，整流得出的半波电压在整个周期内的平均值，即负载上的直流电压 Usc =0.45e2 ）因此常用在高电压、小电流的场合，而在一般无线电装置中很少采用。二、全波整流电路(单向桥式整流电路) 如果把整流电路的结构作一些调整，可以得到一种能充分利用电能的全波整流电路。图5-3 是全波整流电路的电原理图。

尖峰吸收电路说课讲解

摘要：为了防止开关电源(开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成)系统中的高速开关电路存在的分布电感与电容在二极管蓄积电荷的影响下产生浪涌电压与噪声。文中通过采用RC或LC吸收电路对二极管蓄积电荷产生的浪涌电压采用非晶磁芯和矩形磁芯进行磁吸收，从而解决了开关电源浪涌电流的产生以及抑制问题。 0 引言开关电源的主元件大都有寄生电感与电容，寄生电容Cp一般都与开关元件或二极管并联，而寄生电感L通常与其串联。由于这些寄生电容与电感的作用，开关元件在通断工作时，往往会产生较大的电压浪涌与电流浪涌。开关的通断与二极管反向恢复时都要产生较大电流浪涌与电压浪涌。而抑制开关接通时电流浪涌的最有效方法是采用零电压开关电路。另一方面，开关断开的电压浪涌与二极管反向恢复的电压浪涌可能会损坏半导体元件，同时也是产生噪声的原因。为此，开关断开时，就需要采用吸收电路。二极管反向恢复时，电压浪涌产生机理与开关断开时相同，因此，这种吸收电路也适用于二极管电路。本文介绍了RC、RCD、LC等吸收电路，这些吸收电路的基本工作原理就是在开关断开时为开关提供旁路，以吸收蓄积在寄生电感中的能量，并使开关电压被钳位，从而抑制浪涌电流。 1 RC吸收电路图1所示是一个RC吸收网络的电路图。它是电阻Rs与电容Cs串联的一种电路，同时与开关并联连接的结构。若开关断开，蓄积在寄生电感中的能量对开关的寄生电容充电的同时，也会通过吸收电阻对吸收电容充电。这样，由于吸收电阻的作用，其阻抗将变大，那么，吸收电容也就等效地增加了开关的并联电容的容量，从而抑制开关断开的电压浪涌。而在开关接通时，吸收电容又通过开关放电，此时，其放电电流将被吸收电阻所限制。图1 RC吸收网络电路。 2 RCD吸收电路

同步整流技术分享

江苏宏微科技股份有限公司 Power for the Better
同步整流技术及主要拓扑电路
宏微科技市场部
2015-9-16

Contents
? 同步整流电路概述 ? 典型电路及其特点 ? 损耗分析 ? 同步整流电路中常见问题 ? MOSFET选型设计参考
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同步整流技术概述
由于中低压MOSFET具有很小的导通电阻，在有电流通过时产生的电压降很小，可以替代二极管作为整流器件，可以提高变换器的效率。
diode
MOSFET
MOSFET作整流器时，栅源极间电压必须与被整流电压的相位保持同步关系才能完成整流功能，故称同步整流技术。 MOSFET是电压控制型开关器件，且没有反向阻断能力，必须在其栅-源之间加上驱动电压来控制器漏-源极之间的导通和关断。这是同步整流设计的难点和重点。根据其控制方式，同步整流的驱动电路分为 ?自驱动方式； ? 独立控制电路他驱方式； ? 部分自驱+部分他驱方式结合；
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RCD代替RC吸收-Flyback的次级侧整流二极管的RC尖峰吸收问题

Flyback的次级侧整流二极管的RC尖峰吸收问题关键字：整流二极管尖峰吸收在讨论Flyback的次级侧整流二极管的RC尖峰吸收问题，在处理此类尖峰问题上此处用RCD吸收会比用RC 吸收效果更好，用RCD吸收，其整流管尖峰电压可以压得更低(合理的参数搭配，可以完全吸收，几乎看不到尖峰电压)，而且吸收损耗也更小。整流二极管电压波形(RC吸收) 整流二极管电压波形(RCD吸收) 从这两张仿真图看来，其吸收效果相当，如不考虑二极管开通时高压降，可以认为吸收已经完全。试验过后，你应该会很惊喜，二极管可以采用贴片的(快速开关二极管，如果参数合适，

1N4148不错)，电阻电容都可以用贴片的。此处的RCD吸收设计，可以这样认为：为了吸收振荡尖峰，C应该有足够的容值，已便在吸收尖峰能量后，电容上的电压不会太高，为了平衡电容上的能量，电阻R需将存储在电容C中的漏感能量消耗掉，所以理想的参数搭配，是电阻消耗的能量刚好等于漏感尖峰中的能量(此时电容C端电压刚好等于Uin/N+Uo)，因为漏感尖峰能量有很多不确定因素，计算法很难凑效，所以下面介绍一种实验方法来设计 1.选一个大些的电容(如100nF)做电容C，D选取一个够耐压>1.5*(Uin/N+Uo)的超快恢复二极管(如1N4148); 2.可以选一个较小的电阻10K，1W电阻做吸收的R; 3.逐渐加大负载，并观察电容C端电压与整流管尖峰电压：如C上电压纹波大于平均值的20%，需加大C值; 如满载时，C端电压高于Uin/N+Uo太多(20%以上，根据整流管耐压而定),说明吸收太弱，需减小电阻R; 如满载时，C上电压低于或等于Uin/N+Uo，说明吸收太强，需加大电阻R; 如满载时C上电压略高于Uin/N+Uo(5%~10%，根据整流管耐压而定)，可视为设计参数合理; 在不同输入电压下，再验证参数是否合理，最终选取合适的参数。我们再看看两种吸收电路对应的吸收损耗问题(以Flyback为例)：采用RC吸收：C上的电压在初级MOS开通后到稳态时的电压为V o+Ui/N,(V o为输出电压，Ui输入电压，N为变压器初次级匝比)，因为我们设计的RC的时间参数远小于开关周期，可以认为在一个吸收周期内，RC充放电能到稳态，所以每个开关周期，其吸收损耗的能量为：次级漏感尖峰能量+RC稳态充放电能量，近似为RC充放电能量=C*(V o+Ui/N)^2(R上消耗能量，每个周期充一次放一次)，所以RC吸收消耗的能量为fsw*C*(Vo+Ui/N)^2,以DC300V输入，20V输出，变压器匝比为5，开关频率为100K，吸收电容为2.2nF为例，其损耗的能量为2.2N*(20+300/5)^2*100K=1.4w ; 采用RCD吸收，因为采用RCD吸收，其吸收能量包括两部分，一部分是电容C上的DC能量，一部分就是漏感能量转换到C上的尖峰能量，因为漏感非常小，其峰值电流由不可能太大，所以能量也非常有限，相对来讲，只考虑R消耗的直流能量就好了，以上面同样的参数，C上的直流电压为V o+Ui/N=80V，电阻R取47K，其能量消耗为0.14W，相比上面的1.4W，“低碳”效果非凡。再谈谈这两种吸收电路的特点及其他吸收电路： RC吸收：吸收尖峰的同时也将变压器输出的方波能量吸收，吸收效率低，损耗大，但电路简单，吸收周期与开关频率一致，可以用在低待机功耗电路中; RCD吸收:适合所有应用RC吸收漏感尖峰的地方(包括正激、反激、全桥、半桥等拓扑)吸收效率较RC高，但是存在一直消耗电容(一般比较大)储存的能量的情况，不适合应用在低待机功耗电路中(包括初级MOS管的漏感吸收); 再讨论一下ZENER吸收：可以应用于初级MOS漏感尖峰吸收，次级整流管电压尖峰吸收，还可应用于低待机功耗电路，吸收效率最高，成本高，但ZENER稳压参数变化较大，需仔细设计。整流管的反向恢复只会出现在连续工作模式中，断续工作模式的电源拓扑，都不会存在整流管的反向恢复问题; 整流管的电容效应及次级杂散电容与次级漏感会引起振荡，这种振荡在整流管大的dv/dt(变压器连整流管端电压变化率)和二极管反向恢复电流(连续模式)影响下，表现为变压器输出端+输出电压通过次级漏感与整流管等杂散电容的谐振，从而引起整流管反向电压尖

适配器的反激同步整流控制电路分析

适配器的反激同步整流控制电路分析随着消费类电子的发展，其外部供电电源(适配器)所消耗的电能占全球能耗的比例在急剧加大，成为不可忽视的耗能“大户”。以美国为例，每年适配器需要消耗电能3000亿度/年，占整个国家每年用电总量的11%。在节能减排深入人心的当今，目前各国政府的法规中对外部电源的要求越来越严格。美国能源之星5.0，针对外部电源的平均效率也作出了更为苛刻的规范。表1：输出电压Vout>6V时的电源效率。表2：输出电压Vout<6V时的电源效率。高功率密度，高集成度毫无疑问已经成为电子技术发展的方向，电源效率的提升不仅能减小电源的体积还能大大提高电源的可靠性。适配器作为小功率的消费品，设计成本成为设计工程师首要考虑关键因素，Flyback 结构因为电路简单，已经成为设计150W以下适配器普遍采用的电路架构。传统采用肖特基作为整流输出的设计中，因为肖特基的壁垒电压VF的存在，使得大电流输出的情况下，消耗在肖特基上的损耗很大，不仅造成电源效率低下，更因为温度过高降低了电源的可靠性。为了解决这问题，同步整流技术应运而生，同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流肖特基二极管以降低整流损耗的一项新技术。深圳鹏源电子致力于为客户提供成本更优，效率更高的同步整流方案，为了满足客户高效高功率密度的设计需要。准谐振(Quasi-resonance)因为谷底开通，能有效降低Flyback的开关损耗，提升效率，但需要注意的是QR临界电流模式，其导通损耗较连续电流模式(CCM)要大，所以在115Vac电压输入无PFC的情况下，QR的控制方式反而没有CCM的效率高。而且QR为变频控制，在低输入电压满载的情况下开关频率很低，这就需要更大的变压器，电源的体积受到了限制。因此，为提高效率，目前许多厂家都采用多模式控制方式，即在高压输入的情况下工作QR模式，在低压输入的情况下工作在CCM模式。众所周知，目前所有厂家的同步整流控制器都只能工作在断续或临界模式，而擎力科技所推出的同步整流控制IC采用

《晶体二极管及二极管整流电路》试题

《晶体二极管及二极管整流电路》试题一、判断题（每空2分，共36分） 1 1. N型半导体中，主要依靠自由电子导电，空穴是少数载流子。（） 2. 晶体二极管为一个由p型半导体和n型半导体形成的PN结。（） 3. 半导体二极管主要是依靠PN结而工作的。（） 4. 二极管是线性器件。（） 5. 二极管处于导通状态，呈现很大的电阻，在电路中相当于开关的断开特性。（） 6. 二极管两端加上正向电压就一定会导通。（） 7. PN结的单向导电性，就是PN结正向偏置时截止，反向偏置时导通。（） 8. 二极管两端加反向电压时，反向电流不随反向电压变化而变化，这时二极管的状态为截止。（） 9. 二极管只要工作在反向击穿区，就一定会被击穿损坏。（） 10. 热击穿和电击穿过程都是不可逆的。（） 11. 所谓理想二极管，就是当其正向偏置时，结电阻为零，等效成开关闭合；当其反向偏置时，结电阻为无穷大，等效成开关断开。（） 12. 使用稳压管时应阳极接高电位，阴极接低电位。 13. 稳压二极管如果反向电流超过允许范围，二极管将会发生热击穿，所以，与其配合的电阻往往起到限流的作用。（） 14. 整流电路由二极管组成，利用二极管的单向导电性把直流电变为交流电。（） 15. 用两只二极管就可实现单相全波整流，而单相桥式整流电路却用了四只二极管，这样做虽然多用了两只二极管，但降低了二极管承受的反向电压。（） 16. 在电容滤波整流电路中，滤波电容可以随意选择（） 17. 在电容滤波整流电路中，电容耐压值要大于负载开路时整流电路的输出电压。（） 18.电容滤波器中电容器容量越小滤波效果越好。（）二、单选题（每空2分，共32分） 1. 本征半导体是（）。 A. 掺杂半导体 B. 纯净半导体 C. P型半导体 D. N型半导体

电流驱动同步整流反激变换器的研究

电流驱动同步整流反激变换器的研究陈丹江，张仲超 (浙江大学，浙江杭州310027）摘要：分析了工作在恒频DCM方式下的反激同步整流变换器。为了提高电路的效率，采用了一种能量反馈的电流型驱动电路来控制同步整流管。分析了该驱动电路的工作原理，并给出了设计公式。实验结果表明该方法提高了反激变换器效率的有效性。关键词：反激；同步整流；能量反馈；电流驱动ResearchonaFlybackConverterUsing 1引言随着数字处理电路（data processingcircuits）的工作电压的持续下降，保持电路的高效率受到了很大的技术挑战。这是由于在低压电源中，二极管的正向压降引起的损耗占了电路总损耗的50％以上。由于MOSFET同步整流管SR（synchronousrectifiers）的低导通电阻，在大量的电路中都用来代替效率低的肖特基二极管，特别是在低压电源中[1]。反激是一种广泛应用于小功率的拓扑，由于只有一个磁性元件，而具有体积小，成本低的优点。但是，目前同步整流在正激电路中的应用比较多，而在反激电路中的应用却很少。这是由于正激电路比较适合大电流输出，能够更好地体现同步整流的优势；另外一个原因是可采用简单的自驱动，而反激电路原边开关和副边开关理论上会有共通。但是，如果考虑到实际电路中变压器的漏感，则这种情况是不会产生的，所以当输出电流不是很大时，采用反激电路还是值得考虑的。本文将对工作在DCM方式下的同步反激电路进行分析。同步整流中最重要的一个问题是同步管的驱动设计。同步管的驱动大体上可以分为自驱动（self driv en）和他驱动（control driven），本文介绍了一种能量反馈的自驱动电路。 2同步整流在反激电路中的应用带有同步整流的反激电路如图1所示。一般来说，电路可以工作在CCM或DCM方式，开关频率可以是恒频（CF），也可以是变频（VF）。下面主要对工作在恒频DCM方式的工作过程进行分析。主要波形如图2所示。在DCM方式下工作时，原边开关开通时储存在变压器励磁电感上的能量在开关关断时全部传送到副边。从图2可以看出，在原边开关开通之前，副边电流已经为零了。由于MOSFET具有双向导电特性，所以为了防止副边电流逆流，必须在其到达零点时（即t3）或很短的一小段时间里关断SR。因此，DCM方式下工作的反激电路必须要有一个零电流检测环节来控制电路。在t3时刻SR关断以后，励磁电感Lm和电容Ceq=Csw＋进行谐振，谐振阻抗为： Zm=（1）直到t5时刻原边开关开通为止。同时，由于VDS的存在，原边开关开通时的开通损耗为：

经验整流电路简单的计算公式

整流二极管可用半导体锗或硅等材料制造。硅整流二极管的击穿电压高，反向漏电流小，高温性能良好。通常高压大功率整流二极管都用高纯单晶硅制造。这种器件的结面积较大，能通过较大电流（可达上千安），但工作频率不高，一般在几十千赫以下。整流二极管主要用于各种低频整流电路。整流电路分类：单向、三相与多项整流电路；还可分为半波、全波、桥式整流电路；又可分为可控与不可控；当全部或部分整流元件为可控硅（晶闸管）时称可控整流电路（一）不可控整流电路 1、单向二极管半波整流电路半波整说是以"牺牲"一半交流为代价而换取整流效果的，电流利用率很低；因此常用在高电压、小电流的场合，而在一般无线电装置中很少采用。输出直流电压U=0.45U2 流过二极管平均电流I=U/RL=0.45U2/RL 二极管截止承受的最大反向电压是Um反=1.4U2 2、单向二极管全波整流电路因此称为全波整流，全波整流不仅利用了正半周，而且还巧妙地利用了负半周，从而大大地提高了整流效率（Usc＝0.9e2，比半波整流时大一倍）另外，这种电路中，每只整流二极管承受的最大反向电压，是变压器次级电压最大值的两倍，因此需用能承受较高电压的二极管。输出直流电压U=0.9U2

流过二极管平均电流只是负载平均电流的一半,即流过负载的电流I=0.9U2/RL流过二极管电流I=0.45U2/RL 二极管截止时承受2.8U2的反向电压因此选择二极管参数的依据与半波整流电路相比有所不同，由于交流正负两个半周均有电流流过负载，因此变压器的利用率比半波整流高。二极管全波整流的另一种形式即桥式整流电路，是目前小功率整流电路最常用的整流电路。 3、二极管全波整流的结论都适用于桥式整流电路，不同点仅是每个二极管承受的反向电压比全波整流小了一半。桥式电路中每只二极管承受的反向电压等于变压器次级电压的最大值，比全波整洗电路小一半！ U=0.9U2 流过负载电流I=0.9U2/RL 流过二极管电流I=0.45U2/RL 二极管截止承受反向电压U=1.4U2 另外，在高电压或大电流的情况下，如果手头没有承受高电压或整定大电滤的整流元件，可以把二极管串联或并联起来使用。图5-7 示出了二极管并联的情况：两只二极管并联、每只分担电路总电流的一半，三只二极管并联，每只分担电路总电流的三分之一。总之，有几只二极管并联，"流经每只二极管的电流就等于总电流的几分之一。但是，在实际并联运用时"，由于各二极管特性不完全一致，不能均分所通过的电流，会使有的管子困负担过重而烧毁。因此需在每只二极管上串联一只阻值相同的小电阻器，使各并联二极管流过的电流接近一致。这种均流电阻R 一般选用零点几欧至几十欧的电阻器。电流越大，R应选得越小。

(完整版)整流二极管

整流二极管整流二极管是一种能够将交流电能转化成为直流电能的半导体器件，整流二极管具有明显的单向导电性，是一种大面积的功率器件，结电容大，工作频率较低，一般在几十千赫兹，反向电压从25V到3000V. 硅整流二极管的击穿电压高，反向漏电流小，高温性能良好，通常高压大功率整流二极管都用高纯单晶硅制造，这种器件结面积大，能通过较大电流（通常可以达到数千安），但工作频率不高，一般在几十千赫兹以下，整流二极管主要用于各种低频整流电路。整流二极管的常用参数（1）最大平均整流电流IF：指二极管长期工作时允许通过的最大正向平均电流。该电流由PN结的结面积和散热条件决定。使用时应注意通过二极管的平均电流不能大于此值，并要满足散热条件。例如1N4000系列二极管的IF为1A。（2）最高反向工作电压VR：指二极管两端允许施加的最大反向电压。若大于此值，则反向电流(IR)剧增，二极管的单向导电性被破坏，从而引起反向击穿。通常取反向击穿电压(VB)的一半作为(VR)。例如1N4001的VR为50V，1N4007的VR为1OOOV （3）最大反向电流IR：它是二极管在最高反向工作电压下允许流过的反向电流，此参数反映了二极管单向导电性能的好坏。因此这个电流值越小，表明二极管质量越好。（4）击穿电压VR：指二极管反向伏安特性曲线急剧弯曲点的电压值。反向为软特性时，则指给定反向漏电流条件下的电压值。（5）最高工作频率fm：它是二极管在正常情况下的最高工作频率。主要由PN结的结电容及扩散电容决定，若工作频率超过fm，则二极管的单向导电性能将不能很好地体现。例如1N4000系列二极管的fm为3kHz。（6）反向恢复时间tre：指在规定的负载、正向电流及最大反向瞬态电压下的反向恢复时间。（7）零偏压电容CO：指二极管两端电压为零时，扩散电容及结电容的容量之和。值得注意的是，由于制造工艺的限制，即使同一型号的二极管其参数的离散性也很大。手册中给出的参数往往是一个范围，若测试条件改变，则相应的参数也会发生变化，例如在25°C时测得1N5200系列硅塑封整流二极管的IR小于1OuA，而在100°C时IR则变为小于500uA。整流二极管的选用整流二极管一般为平面型硅二极管，用于各种电源整流电路中。选用整流二极管时，主要应考虑其最大整流电流、最大反向工作电流、截止频率及反向恢复时间等参数。普通串联稳压电源电路中使用的整流二极管，对截止频率的反向恢复时间要求不高，只要根据电路的要求选择最大整流电流和最大反向工作电流符合要求的整流二极管即可。例如，1N

开关电源的尖峰吸收电路

创作编号：BG7531400019813488897SX 创作者：别如克* 摘要：为了防止开关电源(开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET 构成)系统中的高速开关电路存在的分布电感与电容在二极管蓄积电荷的影响下产生浪涌电压与噪声。文中通过采用RC或LC吸收电路对二极管蓄积电荷产生的浪涌电压采用非晶磁芯和矩形磁芯进行磁吸收，从而解决了开关电源浪涌电流的产生以及抑制问题。 0 引言开关电源的主元件大都有寄生电感与电容，寄生电容Cp一般都与开关元件或二极管并联，而寄生电感L通常与其串联。由于这些寄生电容与电感的作用，开关元件在通断工作时，往往会产生较大的电压浪涌与电流浪涌。开关的通断与二极管反向恢复时都要产生较大电流浪涌与电压浪涌。而抑制开关接通时电流浪涌的最有效方法是采用零电压开关电路。另一方面，开关断开的电压浪涌与二极管反向恢复的电压浪涌可能会损坏半导体元件，同时也是产生噪声的原因。为此，开关断开时，就需要采用吸收电路。二极管反向恢复时，电压浪涌产生机理与开关断开时相同，因此，这种吸收电路也适用于二极管电路。本文介绍了RC、RCD、LC等吸收电路，这些吸收电路的基本工作原理就是在开关断开时为开关提供旁路，以吸收蓄积在寄生电感中的能量，并使开关电压被钳位，从而抑制浪涌电流。 1 RC吸收电路图1所示是一个RC吸收网络的电路图。它是电阻Rs与电容Cs串联的一种电路，同时与开关并联连接的结构。若开关断开，蓄积在寄生电感中的能量对开关的寄生电容充电的同时，也会通过吸收电阻对吸收电容充电。这样，由于吸收电阻的作用，其阻抗将变大，那么，吸收电容也就等效地增加了开关的并联电容的容量，从而抑制开关断开的电压浪涌。而在开关接通时，吸收电容又通过开关放电，此时，其放电电流将被吸收电阻所限制。

同步整流实现反激变换器设计.

同步整流实现反激变换器设计摘要：详细分析了同步整流反激变换器的工作原理和该驱动电路的工作原理，并在此基础上设计了100V~375VDC 输入，12V/4A 输出的同步整流反激变换器，工作于电流断续模式，控制芯片选用UC3842，对设计过程进行了详细论述。通过Saber 仿真验证了原理分析的正确性，证明该变换器具有较高的变换效率。引言反激变换器具有电路简单、输入输出电压隔离、成本低、空间要求少等优点，在小功率开关电源中得到了广泛的应用。但输出电流较大、输出电压较低时，传统的反激变换器，次级整流二极管通态损耗和反向恢复损耗大，效率较低。同步整流技术，采用通态电阻极低的专用功率MOSFET来取代整流二极管。把同步整流技术应用到反激变换器能够很好提高变换器的效率。 1 同步整流反激变换器原理反激变换器次级的整流二极管用同步整流管SR 代替，构成同步整流反激变换器，基本拓扑如图1(a)所示。为实现反激变换器的同步整流，初级MOS 管Q 和次级同步整流管SR 必须按顺序工作，即两管的导通时间不能重叠。当初级MOS 管Q 导通时，SR 关断，变压器存储能量;当初级MOS 管Q 关断时，SR 导通，变压器将存储的能量传送到负载。驱动信号时序如图1(b)所示。在实际电路中，为了避免初级MOS 管Q 和次级同步整流管SR 同时导通，Q 的关断时刻和SR 导通时刻之间应有延迟;同样Q 的导通时刻和SR 的关断时刻之间也应该有延迟。图1 同步整流反激变换器 2 同步整流管的驱动 SR 的驱动是同步整流电路的一个重要问题，需要合理选择。本文采用分立元件构成驱动电路，该驱动电路结构较简单、成本较低，适合宽输入电压范围的变换器，具体驱动电路如图2 所示。SR 的栅极驱动电压取自变换器输出电压，因此使用该驱动电路的同步整流变换器的输出电压需满足SR 栅极驱动电压要求。

二极管及整流电路练习题

二极管及整流电路练习题一、填空 1、纯净的半导体称为，它的导电能力很。在纯净的半导体中掺入少量的价元素，可形成P型半导体，又称型半导体，其中多数载流子为，少数载流子为。 2、在本征半导体中掺入价元素，可形成N型半导体，其中多数载流子为，少数载流子为，它的导电能力比本征半导体。 3、如图，这是材料的二极管的____ 曲线，在正向电压超过 V 后，二极管开始导通，这个电压称为电压。正常导通后，此管的正向压降约为 V。当反向电压增大到 V时， V 即称为电压。其中稳压管一般工作在区。 4、二极管的伏安特性指和 _____后，二极管导通。正常导通后，二极管的正向压降很小，硅管约为 V, 为 V。 5、二极管的重要特性是，具体指：给二极管加电压，二极管导通；给二极管加电压，二极管截止。 6、PN结的单向导电性指，当反向电压增大到时，反向电流会急剧增大，这种现象称。 7、二极管的主要参数有 ________、_________和，二极管的主要特性是。 8、用模拟式万用表欧姆档测二极管的正、反向电阻时，若两次测得的阻值都较小，则表明二极管内部；若两次测得的阻值都较大，则表明二极管内部。两次测的阻值相差越大，则说明二极管的性能越好。 9、整流是指_______________________________________，整流电路分可为：和电路。将交流电转换成较稳定的直流电，一般要经过以下过程： ___________ →____________ →____________ →____________ 10、有一直流负载R L=9Ω，需要直流电压V L=45V,现有2CP21(I FM=3000mA,V RM=100V) 和2CP33B(I FM=500mA, V RM=50V) 两种型号的二极管,若采用桥式整流电路，应选用型二极管只。 11、稳压二极管的稳压特性指，动态电阻r Z越大，说明稳压性能越。 12、滤波器的作用是将整流电路输出的中的成分滤去，获得比较的直流电,通常接在电路的后面。它一般分为、和三类。 13、有一锗二极管正反向电阻均接近于零，表明该二极管已_______ ，又有一硅二

同步整流电路分析

同步整流电路分析一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。二、同步整流的基本电路结构同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

2、单端自激、隔离式降压同步整流电路图1 单端降压式同步整流器的基本原理图基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路

反激同步整流设计

由于传统开关电源存在对电网造成谐波污染以及工作效率低等问题，因此目前国内外各类开关电源研究机构正努力寻求运用各种高新技术改善电源性能[1]。其中，在开关电源设计中通过功率因数校正PFC(Power Factor Correction)技术降低电磁污染及利用同步整流技术提高效率的研发途径尤其受到重视。参考文献[2-3]专题研讨了有源功率因数校正(APFC)技术;参考文献[4]综述了单相并联式技术的最新发展;参考文献[5-6]分别优化设计了带负载电流反馈、并联式PFC 芯片的AC/DC变换器和升压式PFC变换器，但所设计的电源效率及功率因数分别在85%和90%以下，其性能还有待进一步提高。本文设计并制作了一种高效低电磁污染的开关电源样机。测试结果表明，该电源具有优良的动态性能、较高的功率因数和工作效率，且控制简单，故具有一定的实际应用价值。 1 开关电源设计方案开关电源的结构如图1所示，它主要由220V交流电压整流及滤波电路、功率因数校正电路、DC/DC变换器三大部分组成。 220V交流电经整流供给功率因数校正电路，采用Boost型PFC来提高电源的输入功率因数，同时降低了谐波电流，从而减小了谐波污染。PFC的输出为一直流电压UC，通过DC/DC变换可将该电压变换成所要求的两输出直流电压 Uo1(12V)和Uo2(24V)。从图中可以看出，本电源系统设计的关键是在整流滤波器和DC/DC变换器之间加入了功率因数校正电路，使输入电流受输入电压严格控制，以实现更高的功率因数。同时设计中还采用同步整流技术以减少整流损耗，提高DC/DC变换效率。选用反激式准谐振DC/DC变换器，既能增强对输入电压变化的适应能力，又可以降低工作损耗。为保证开关电源的性能，电源实际制作时还附加了一些电路：(1)保护电路。防止负载本身的过压、过流或短路;(2)软启动控制电路。它能保证电源稳定、可

各类整流电路图及工作原理

桥式整流电路图及工作原理介绍桥式整流电路如图1所示，图（a）、（b）、（c）是桥式整流电路的三种不同画法。由电源变压器、四只整流二极管D1~4 和负载电阻RL组成。四只整流二极管接成电桥形式，故称桥式整流。图1 桥式整流电路图桥式整流电路的工作原理如图2所示。

在u2的正半周，D1、D3导通，D2、D4截止，电流由TR次级上端经D1→ RL →D3回到TR 次级下端，在负载RL上得到一半波整流电压。在u2的负半周，D1、D3截止，D2、D4导通，电流由Tr次级的下端经D2→ RL →D4 回到Tr次级上端，在负载RL 上得到另一半波整流电压。这样就在负载RL上得到一个与全波整流相同的电压波形，其电流的计算与全波整流相同，即 UL = 0.9U2 IL = 0.9U2／RL 流过每个二极管的平均电流为 ID = IL／2 = 0.45 U2／RL 每个二极管所承受的最高反向电压为什么叫硅桥,什么叫桥堆目前，小功率桥式整流电路的四只整流二极管，被接成桥路后封装成一个整流器件，称"硅桥"或"桥堆"，使用方便，整流电路也常简化为图Z图1（c）的形式。桥式整流电路克服了全波整流电路要求变压器次级有中心抽头和二极管承受反压大的缺点，但多用了两只二极管。在半导体器件发展快，成本较低的今天，此缺点并不突出，因而桥式整流电路在实际中应用较为广泛。二极管整流电路原理与分析半波整流二极管半波整流电路实际上利用了二极管的单向导电特性。

当输入电压处于交流电压的正半周时，二极管导通，输出电压v o=v i-v d。当输入电压处于交流电压的负半周时，二极管截止，输出电压v o=0。半波整流电路输入和输出电压的波形如图所示。二极管半波整流电路对于使用直流电源的电动机等功率型的电气设备，半波整流输出的脉动电压就足够了。但对于电子电路，这种电压则不能直接作为半导体器件的电源，还必须经过平滑（滤波）处理。平滑处理电路实际上就是在半波整流的输出端接一个电容，在交流电压正半周时，交流电源在通过二极管向负载提供电源的同时对电容充电，在交流电压负半周时，电容通过负载电阻放电。电容输出的二极管半波整流电路仿真演示通过上述分析可以得到半波整流电路的基本特点如下：（1）半波整流输出的是一个直流脉动电压。（2）半波整流电路的交流利用率为50%。（3）电容输出半波整流电路中，二极管承担最大反向电压为2倍交流峰值电压（电容输出时电压叠加）。（3）实际电路中，半波整流电路二极管和电容的选择必须满足负载对电流的要求。

最优秀的同步整流驱动IC-UCC24610

绿色同步整流器控制IC—UCC24610 在新一代绿色开关电源中，提高能效的关键技术是同步整流。二次侧控制各种电路拓扑的同步整流器控制IC—UCC24610。其为高性能控制器，即能驱动标准电平MOSFET，也可以驱动逻辑电平MOSFET，它即能大幅度减小整流的功耗，还能间接地减小初级侧的损耗。采用漏源电压检测，最适于反激变换器和LLC谐振半桥，其最适于4.5V~5.5V的输出电压，它提供一个可调节的辅助触发滤波器调节时段自动地在轻载之下开关，而且SYNC输入还可用于CCM系统，保护特色在TON和EN/TOFF端，防止由于开路或短路造成的导通运行。主要特色如下： ◆直到600kHz工作频率； ◆V DS MOSFET检测； ◆ 1.6Ω漏入、2.0Ω源出的栅驱动阻抗； ◆自动轻载管理； ◆可调输入的保护特色； ◆20ns典型的关断比例延迟； ◆可以直接从5V输出电压供电； ◆可以从休眠和轻载模式下同步唤醒； ◆最少的外部元件；由UCC24610作反激变换器同步整流的电路如图1：图1 UCC24610 做反激电路同步整流的基本应用电路由UCC24610作LLC谐振半桥同步整流的电路如图2：

图2 UCC24610 做半桥电路的同步整流驱动电路 UCC24610的内部方框电路如图3：图3 UCC24610 的内部等效方框电路 * UCC24610外部引脚功能如下： ◆1PIN SYNC 栅关断同步端在SYNC端一个下降沿立即令栅电压为低电平，将MOSFET关断，异步端到源漏电压，而不管TON时段的状态，当功率变换器在CCM下工作时，在开关变换器的命令下必须关断控制MOSFET，将SYNC接到初级侧变换器的信号处，用一支高压电容隔离，或变压器隔离，或其他合适的元件，连续的低电平在SYNC端将会使栅电平一直为低。 ◆2PIN EN/TOFF 使能功能和关断时段调节端，当V CC电平降到V CC(OFF)以下时，UCC24610处在UVLO模式，EN/TOFF端在IC内经过一支10K电阻接

mos管峰值吸收电路

开关电源设计之MOS管反峰及RCD吸收回路对于一位开关电源工程师来说，在一对或多对相互对立的条件面前做出选择，那是常有的事。而我们今天讨论的这个话题就是一对相互对立的条件。（即要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小）在讨论前我们先做几个假设： ①开关电源的工作频率范围:20~200KHZ； ②RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）； ③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一﹑首先对MOS管的VD进行分段： ⅰ，输入的直流电压VDC； ⅱ，次级反射初级的VOR； ⅲ，主MOS管VD余量VDS； ⅳ，RCD吸收有效电压VRCD1。二﹑对于以上主MOS管VD的几部分进行计算： ⅰ，输入的直流电压VDC。在计算VDC时，是依最高输入电压值为准。如宽电压应选择AC265V，即DC375V。 VDC＝VAC*√2 ⅱ，次级反射初级的VOR。 VOR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依Vo=5.25V计算），二极管VF为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下VF值）． VOR＝(VFVo)*Np/Ns

ⅲ，主MOS管VD的余量VDS． VDS是依MOS管VD的10%为最小值．如KA05H0165R的VD=650应选择DC65V． VDC＝VD*10% ⅳ，RCD吸收VRCD． MOS管的VD减去ⅰ，ⅲ三项就剩下VRCD的最大值。实际选取的VRCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。 VRCD＝(VD-VDC-VDS)*90% 注意：①VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合． ②VRCD必须大于VOR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的VD值选择就太低了） ③MOS管VD应当小于VDC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的VD值就过大了） ④如果VRCD的实测值小于VOR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。 ⑤VRCD是由VRCD1和VOR组成的 ⅴ，RC时间常数τ确定． τ是依开关电源工作频率而定的，一般选择10~20个开关电源周期。三﹑试验调整VRCD值首先假设一个RC参数，R=100K/RJ15,C="10nF/1KV"。再上市电，应遵循先低压后高压，再由轻载到重载的原则。在试验时应当严密注视RC元件上的电压值，务必使VRCD小于计算值。如发现到达计算值，就应当立即断电，待将R值减小后，重复以上试验。（RC元件上的电压值是用示波器观察的，示波器的地接到输入电解电容“＋”极的RC一点上，测试点接到RC另一点上）。一个合适的RC值应当在最高输入电压，最重的电源负载下，VRCD的试验值等于理论计算值。四﹑试验中值得注意的现象输入电网电压越低VRCD就越高，负载越重VRCD也越高。那么在最低输入电压，重负载时VRCD的试验值如果大于以上理论计算的VRCD值，是否和（三）的

RCD尖峰脉冲吸收电路参数计算举例

跟电源专家陶显芳学电源技术（完）：RCD尖峰脉冲吸收电路参数计算举例 2012年12月13日13:42 作者：陶显芳 1、开关变压器初级线圈漏感Ls的计算反激式开关变压器的漏感一般都比较大，漏感与初级线圈电感之比，大多数都在2～5%之间。漏感的大小主要与变压器初、次级线圈的绕法、铁芯和骨架的结构，以及气隙大小等参数有关，还与磁通密度取值的大小有关，因为磁通密度取得越大，导磁率就会越小，漏感相对也要增大。漏感小于2%或大于15%的开关变压器，其结构一般都比较特殊。开关变压器初级线圈电感量的大小，主要与开关电源的工作频率有关，还与工作电压和输出功率的大小有关。一般输出功率越大，工作频率就越低，电感量相应也要增大；而工作电压越高，电感量也越大。开关变压器初级线圈的电感L和漏感Ls的大小可以用仪表直接测量，一般工作频率为30～50kHz，工作电压为AC110V~220V的开关变压器，其初级线圈的电感量大约为：300～1000微亨，漏感大约为：10～100微亨；计算时，可按3～6%的比例来取值进行估算。例如：L=1000uH，则可取 Ls = 30～60uH。

尖峰脉冲吸收电容器容量的计算 - 跟电源专家陶显芳学电源技术（完）：RCD尖峰脉冲吸收电路参数计算举例 2012年12月13日13:42 来源：电子发烧友网原创作者：陶显芳 2、尖峰脉冲吸收电容器容量的计算要计算尖峰脉冲吸收电容器容量，首先要计算流过变压器初级线圈电流的最大值。计算流过变压器初级线圈的最大电流Im可根据开关电源的最大输入功率Pm来估算。电流Im可根据开关电源的最大输入功率Pm来估算。根据（26）式，当输出功率一定时，输入电压在一定的范围内，流过变压器初级线圈的最大电流Im和输出电压Uo基本是稳定的；变压器初、次级线圈反激输出电压的半波平均值也基本是稳定的，与输入电压的大小无关，但对应不同的输入电压必须对应不同的占空比，参看（41）、（42）式。当流过开关变压器初级线圈的最大电流确定之后，尖峰脉冲吸收电容器容量以及电容充电时电压增量的数值就可以按（33）～（36）式进行计算。

一种反激同步整流DC TO DC变换器设计

一种反激同步整流DC-DC变换器设计作者：华南理工大学自动化学院任光深圳华为技术有限公司电源研发部李卫东深圳信息职业技术学院电子2004年4月B版摘要：对反激同步整流在低压小电流DC－DC变换器中的应用进行了研究，介绍了主电路工作原理，几种驱动方式及其优缺点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，并通过样机试验，验证了该电路的实用性。关键词：反激变换；同步整流；电路拓扑引言低压大电流DC-DC模块电源一直占模块电源市场需求的一半左右，对其相关技术的研究有着重要的应用价值。模块电源的高效率是各厂家产品的亮点，也是业界追逐的重要目标之一。同步整流可有效减少整流损耗，与适当的电路拓扑结合，可得到低成本的高效率变换器。本文针对36V-75V输入，3.3V/15A输出的二次电源模块，在分析同步整流技术的基础上，根据同步整流的特点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，进行了详细的电路分析和试验。反激同步整流基本的反激电路结构如图1。其工作原理：主MOSFET Q1导通时，进行电能储存，这时可把变压器看成一个电感，原边绕组电流Ip上升斜率由dIp/dt=Vs/Lp决定，磁芯不饱和，则Ip 线性增加；磁芯内的磁感应强度将从Br增加到工作峰值Bm；Q1关断时，原边电流将降到零，副边整流管开通，感生电流将出现在副边；按功率恒定原则，副边安匝值与原边安匝值相等。在稳态时，开关导通期间，变压器内磁通增量△Φ应等于反激期间内的磁通变化量，即： △Φ＝VsTon / Np＝Vs'Toff / Ns 从此式可见，如果磁通增量相等的工作点稳定建立时，变压器原边绕组每匝的伏－秒值必然等于副边每匝绕组的伏－秒值。反激变换器的拓扑实际就是一个BUCK－BOOST组合的变换器拓扑的应用，而且如果副边采用同步整流，电路总是工作于CCM的模式下，其电压增益