推挽正激三电平直流变换器及其控制策略
第29卷第30期中国电机工程学报 V ol.29 No.30 Oct. 25, 2009
2009年10月25日 Proceedings of the CSEE ?2009 Chin.Soc.for Elec.Eng. 13 文章编号：0258-8013 (2009) 30-0013-07 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470?40
推挽正激三电平直流变换器及其控制策略
王勤，姚志垒，黄勇，肖岚，阮新波
(南京航空航天大学自动化学院，江苏省南京市 210016)
Push-pull Forward Three-level DC/DC Converter and Its Control Strategy
WANG Qin, YAO Zhi-lei, HUANG Yong, XIAO Lan, RUAN Xin-bo (College of Automation Engineering, Nanjing University of Aeronautics & Astronautics, Nanjing 210016, Jiangsu Province, China)
ABSTRACT: The output voltage of fuel cell varies widely, leading to the difficulty of rectifier diodes selection. This paper proposes a push-pull forward three-level DC/DC converter topology which is suitable for the fuel cell with wide range and low input voltage and high output voltage applications. This paper proposed a novel control strategy different from the additional three-level control. The output voltage of rectifier circuit has low level first and high level later. The voltage stress and the volume of the output filter can be reduced. The operation modes of the converter were analyzed. The zero voltage switching conditions of the power devices that operated with 0.5 duty cycle were discussed and the design of the output filter was analyzed. The feasibility of the proposed converter and its control strategy were verified by the experimental results of a 1kW principle prototype.
KEY WORDS: push-pull forward; three-level DC/DC converter; wide range and low input voltage; high output voltage; control; fuel cell
摘要：燃料电池输出电压变化范围很宽，使直流变换器的整流二极管选取极为困难。提出了一种适合于燃料电池的低压宽范围输入、高压输出场合的推挽正激三电平直流变换器。与常规的三电平直流变换器拓扑控制不同的是，该变换器的控制策略使整流电路输出电压为先低电平、后高电平的三电平波形，有效降低了整流二极管上的电压应力，同时减小了输出滤波器的体积和重量。分析该变换器的工作模态，讨论以0.5占空比工作的2个开关管实现零电压开通的条件，并对输出滤波器的设计进行分析。通过一个1kW的原理样机验证了该变换器及其控制策略的可行性。
关键词：推挽正激；三电平直流变换器；低压宽范围输入；高压输出；控制；燃料电池
基金项目：航空科技支撑基金项目(05C52006)；江苏省高校科研成
果推进项目(JHB06-02)。0 引言
世界经济迅速增长，因此对能源的需求大幅度提高。化石能源的日益枯竭及其他对人类生存环境的污染等问题的日益严重，激发了人们对新型洁净能源的渴望。氢能作为一种洁净能源得到关注，燃料电池是氢能应用的一个实例，在分布式发电系统、燃料电池汽车、航空航天等领域得到了广泛的应用[1]。
燃料电池输出电压较低且变化范围很宽。虽然可以通过串联燃料电池单体来增加输出电压，但受输出功率、结构以及成本等多方面因素的制约，燃料电池输出电压一般设计得较低；此外，燃料电池满载时的输出电压可降至空载时的一半；同时燃料电池的输出电流不能有很大的低频脉动，否则会使燃料电池工作效率降低、寿命缩短[2]。
必须通过DC/DC变换器将燃料电池输出电压变换成稳定的电压输出。在低电压宽范围输入的变换器中，变压器必须按照要求的输入电压下限进行设计，这样必然导致在要求的输入电压上限，变压器副边的整流二极管上将承受很高的电压，再加上二极管反向恢复期间由于变压器漏感与整流二极管结电容谐振产生的电压尖峰，二极管上的电压应力很大，选取非常困难，且可靠性不高。鉴于此考虑用三电平来解决这个问题。
Pinheiro于1992年提出了零电压开关脉宽调制三电平变换器[3]。该变换器的优点在于其开关管的电压应力为输入电压的一半，因此此类变换器被广泛应用于高输入电压的应用场合，同时由于此类变换器的输出滤波器大大减小，可以提高变换器的动态响应速度，因此也被广泛应用于电压调整模块之类的低压大电流应用场合[4-5]。
14 中 国 电 机 工 程 学 报 第29卷
如果采用常规的三电平控制策略，在变压器副边整流后的电压波形往往先出现高电平然后出现低电平，整流二极管反向恢复期间的电压尖峰叠加在高电平上[6-9]，依然无法降低整流二极管上的电压应力。本文提出一种新的三电平拓扑和三电平控制策略，不仅可以减小变换器输出滤波电感和滤波电容的体积，而且可以降低副边整流二极管上的电压应力。本文对此变换器的工作原理、控制策略、输出滤波电感的设计、部分开关管的软开关条件、整流二极管的电压应力等进行了理论分析，通过实验结果对理论分析进行了验证。
1 工作原理
图1(a)为所提出的推挽正激三电平直直变换器电路图，图1(b)为其主要工作波形。图1(a)中：2个三电平支路分别由2个开关管S 1(S 3), S 2(S 4)(包括
U
u u u u u u u u u i L i u u u u 0
1 2 3 4 5 6 7 8 910 11
12 13 14 15 16 18
17t
t t
t t t t t
t t t t t
t t t u
(b)工作波形
图1 推挽正激三电平直流变换器
Fig. 1 Push-pull forward three-level DC/DC converter
其体二极管D s1~D s4和结电容C S1~C S4)、箝位二极
管D 5(D 6)、
分压电容C 1(C 2))组成；C clp 为箝位电容；L r1和L r2分别是串联在变压器上的2个谐振电感，可利用变压器的漏感来构成；D 1~D 4为输出整流二极管；L f1、L f2为输出滤波电感；C f1、C f2为输出滤波电容；R L 为负载；n =2N s /N p ，N p 为变压器原边一个绕组的匝数，N s 为变压器副边一个绕组的匝数。
电路工作在三电平模式时，开关管S 2和S 4分别以0.5占空比相差180°互补导通(实际中间加死区)，且各自先于S 1和S 3开通，S 1和S 3的开关占空比在0~0.5之间脉宽调制工作，稳定输出电压。
图1(b)中：
u g1~u g4分别为开关管S 1~S 4的驱动信号；u ds1~u ds4分别为S 1~S 4的漏源电压信号；
u AB 为变压器原边电压；u CD 为副边整流电压；i L f 为滤波电感电流；i T1为变压器原边电流；u D5、u D6、u D1和u D2分别为D 5、D 6、D 1、D 2两端电压。
分析之前，做出如下假设：1）所有开关管、二极管均为理想器件；2）所有电感、电容和变压器均为理想元件；3）C 1=C 2=C in ，且在稳态工作时其各自电压为U in /2；4）输出滤波电容C f 足够大， 电容电压恒定为输出电压U o ；5）箝位电容C clp 足够大，可认为是一恒压源，其电压为U in ；6）4个结电容大小相等，C S1=C S2=C S3=C S4=C S ，2个滤波
电感大小相等，L f1=L f2=L f ，
2个谐振电感大小相等，L r1=L r2=L r 。
在一个开关周期中，有18种开关模态，其中前半个周期的9种开关模态分别如图2所示，各开关模态的工作情况描述如下：
1）开关模态0([t 0, t 1])，如图2(a)所示。
在t 0时刻之前，S 2已导通。t 0时刻之后，变压器原边电流达到输出滤波电感电流折算到原边的电流值，整流二极管D 1 、D 4关断，D 2 、D 3继续导通。此时C 2和C clp 通过回路C 2-D 5-S 2-L r1-N p1-C 2以及回路C clp -L r2-N p2-C 1-D 5-C clp 向负载提供能量。变压器副边电压u CD =nU in /2，2个输出滤波电感承受电压为u L f =nU in /2?U o ，滤波电感电流i L f 线性下降。
in o
f f 00f
/2()()()2L L nU U i t I t t t L ?=+? (1)
2）开关模态1([t 1, t 2])，如图2(b)所示。
t 1时刻开通S 1，C S1放电(结电容C S1~C S4电压均为上正下负)，箝位二极管D 5承受反压关断，电流从D 5换到S 1上。
3）开关模态2([t 2, t 3] )，如图2(c)所示。
t 2时刻C S1放电结束，S 1开通，U in 和C clp 通过
第30期 王勤等： 推挽正激三电平直流变换器及其控制策略 15
回路U in -S 1-S 2-L r1-T 1-U in 和回路C clp -T 2-L r1-S 1-S 2- C clp 给负载提供能量，u CD =nU in ，电感电流i L f 线性上升。
in o f f 22f
()
()()()2L L nU U i t I t t t L ?=+
? (2)
U (a) [t 0, t 1
]
(b) [t 1, t 2
]
(c) [t 2, t 3
]
U (d) [t 3, t 4
]
U (e) [t 4, t 5]
U (f) [t 5, t 6]
U (g) [t 6, t 7]
(h) [t 7, t 8]
(i) [t 8, t 9]
图2 三电平工作模式下各个开关模态的等效电路 Fig. 2 Equivalent circuits of each switching modes
under three-level operation mode
4）开关模态3([t 3, t 4])，如图2(d)所示。
t 3时刻S 1、S 2均关断，电源仍旧给负载提供能量。在此时间段内，电源对C S1、C S2正向充电，对C S3、C S4反向充电，充电电流大小为折算到变压器原边的输出滤波电感电流与励磁电感电流之和。假设变压器理想，励磁电感为无穷大，励磁电流为零，则充电电流大小等于折算到变压器原边的输出滤波电感电流。认为输出滤波电感电流在这段时间内不变，为I L f (t 3)，则有
S1S23f 3S ()()/C C L u u t t nI t C ==? (3)
16 中 国 电 机 工 程 学 报 第29卷
当S 1结电容电压充到U in /2时此模态结束，可得：
43S in f 3/[2()]L t t C U nI t ?= (4)
5）开关模态4([t 4, t 5])，如图2(e)所示。
t 4时刻S 1、S 2的结电容充电到U in /2，u AB =0，电源停止向变压器副边传递能量，副边电感电流通过4个整流二极管续流，滤波电感和电容向负载提供能量，电感电流线性减小。谐振电感L r1和L r2与开关管S 2和S 4的结电容发生谐振。C S2的电压被充到3U in / 2，C S4的电压被放到0，此模态结束。
f 3in S204s 0()sin[()]22
L C nI t U
u t t C ωω=?+ (5)
f 3S4in 04S 0
()
sin[()]2L C nI t u U t t C ωω=?
? (6) r f 304()cos[()]L L i nI t t t ω=?
(7)
o ω= (8)
6）开关模态5([t 5, t 6])，如图2(f)所示。
t 5时刻C S3和C S4电压为零，谐振电感电流经S 3与S 4的体二极管D S3和D S4续流，此时段内开通开关管S 4，S 4为零电压开通。谐振电感L r1上所加的电压为U in ，谐振电感上的电流线性减小。
7）开关模态6([t 6, t 7])，如图2(g)所示。
t 6时刻开关管S 4开通，电流从D S4流过，变压器原边电流仍然线性减小。
8）开关模态7([t 7, t 8])，如图2(h)所示。
t 7时刻变压器原边电流反向增大，为C S3充电，到t 10时刻C S3上的电压上升到U in /2，谐振电感L r2两端的电压降为U in /2，但此段时间变压器原边电流小于输出滤波电感电流折算到变压器原边的值，变压器不传递能量，输出滤波电感电流仍旧通过4个整流二极管续流。在此过程中箝位二极管D 5阴阳极两端电压升到U in /2，S 1的漏源极电压降为零。
9）开关模态8([t 8, t 9])，如图2(i)所示。
t 8时刻箝位二极管D 6导通，u AB =?U in /2且全部 加在L r1上，变压器原边电流线性增大，但仍然小于输出滤波电感电流折算到变压器原边的电流值，因此变压器副边4个整流二极管仍然导通，到t 11时刻，变压器原边电流值达到输出滤波电感电流折算到变压器原边的电流值，变压器副边出现电压方波，二极管D 1、D 4导通，D 2、D 3关断。 另外半个周期的工作情况类似于[t 0, t 9]。
由工作模态分析和工作波形可见，当S 2或S 4导通时输出整流电压u CD 出现nU in /2 的一半电平，整流二极管反向恢复期间结电容和变压器漏感振荡引起的电压尖峰会出现在此平台上。当S 1 、S 2或
S 3 、S 4同时导通时u CD 再出现nU in 的高电平。此时整流二极管已换流结束，不会在此平台出现电压尖峰，因此有效减小了整流二极管上的电压应力。
2 变换器分析
2.1 开关管S 2与S 4实现零电压开通条件
当变换器工作在三电平模式时，开关管S 2与S 4为0.5占空比互补工作，此时在适当的变压器漏感量与开关管结电容情况下，合理设计S 2与S 4之间的死区时间可以实现它们的零电压开通，进而消除了这2个开关管的开通损耗[10-16]。
以开关S 4为例，要使S 4零电压开通则必须在开通前使U C S4=0，则根据式(6)可得
s 0in f 340
2arcsin()
n ()
L C U i t t t ωω?= (9)
此表达式表示S 4结电容C S4的电压从U in 放电到0所需要的时间，由此可得死区时间t ’必须满足
s 0in s in f 3f 302arcsin()
()
2n ()L L C U C U nI t t I t ωω′≥
+ (10) 同时还要满足
f 3in s 0
()
2L nI t U C ω≤
(11)
在三电平工作模式下，电感电流连续时可以 得到
o in o
f 31o f ()2L P nU U I t d T U L ?≈+ (12)
式中：P o 为变换器输出功率；U o 为输出电压；d 1
为开关管S 1与S 4的占空比；T 为开关周期。
由以上推导出的零电压开通条件可见，在重载时容易实现开关管的零电压开通，在空载或是轻载时无法实现零电压开通。 2.2 输出滤波电感设计
当推挽正激三电平变换器工作在三电平模式且电感电流连续时，根据式(1)、(2)可得到变换器的外特性方程[17]：
o 1in (0.5)U d nU =+ (13)
由式(2)可得
in o f 1f ()T L nU U i d L ??= (14)
经推导可知，传统的推挽正激直流变换器，当输入电压恒定，在d =0.25时，电感电流脉动最大，为
第30期 王勤等： 推挽正激三电平直流变换器及其控制策略 17
in lf-PPFC-max-1f
T
8nU I L ?=
(15) 在输出电压恒定、d =0时，电感电流脉动最
大，为
lf-PPFC-max-2o f T/(2)I nU L ?= (16) 为分析方便，将传统推挽正激三电平变换器的电感电流最大值作为基准，计算2种变换器的电感电流脉动的标幺值[18-21]。
在三电平模态，当输入电压一定时，推挽正激三电平变换器的电感电流脉动标幺值为
*f-PPFTLC-1118(0.5)L I d d ?=? (17)
当输出电压一定时，推挽正激三电平变换器的电感
电流脉动标幺值为
*
11f-PPFTLC-21(0.5)0.5L d d I d ??=
+ (18) 根据以上分析绘制出图3。图3表明，在相同的滤波电感和相同的开关频率条件下，推挽正激三电平变换器与推挽正激变换器相比，电感电流脉动要小。如果两变换器的电感电流脉动量相同，推挽正激三电平变换器的滤波电感将会大大减小。滤波电感减小的原因是由于变压器副边整流二极管的输出电压为三电平波形，减小了电感电压的脉动量。
1.0 0.8 0.6 0.4 0.2
0.0
0.0 0.1 0.2 0.3 0.4
d
(a) 输入电压恒定时
I /p u
?I L f-ppftc-1
*
?I L f-ppftc-2
*
1.0
0.5
0.0
0.0 0.1 0.2 0.3 0.4
d
(b) 输出电压恒定时
I /p u
?I L f-ppftc-1
*
?I L f-ppftc-2
*
图3 推挽正激三电平变换器与推挽正激
变换器的电感电流脉动
Fig. 3 Inductor current ripple of the push-pull forward three-level converter and the push-pull forward converter
3 实验结果
为了验证推挽正激三电平直流变换器的工作原理，制作了一台1 kW 的原理样机。实验数据：输入电压为直流，U in =50~100 V ，输出电压为直流，U o =360 V ，C clp =27 μF ，n =8，L r =2 μH ，L f =0.6 mH ，C f =470 μF 。开关管采用2个FQA40N25并联， D 5和D 6采用MBR40100PT ，整流二极管采用DSEI30- 12 A 。图4(a)分别给出了输入电压为75 V 、输出功 率为500 W 时，工作在三电平模式下的S 1、S 2的驱动电压u GS1、u GS2以及漏源极电压u DS1、u DS2波形。可见S 2以0.5占空比导通工作，电压应力为2U in 。S 1脉宽调制工作，电压应力为0.5U in 。
图4(b)所示为输入电压75 V 、输出1 kW 时S 2的驱动电压u GS2以及漏源极电压u DS2实验波形。可见S 2实现零电压开通。图4(c)所示为开关管S 1与S 2的驱动电压u GS1、u GS2波形，整流二极管D 1的阴
阳极电压u KA1和D 1中流过的电流i D1波形。
从图中可以看出u KA1为三电平波形，
而且二极管的反向恢复电流出现在二极管刚关断的时刻，因此由反向恢复现象引起的二极管电压尖峰出现在低电平上。高电平上的电压振荡是由于在二极管反向电压增大时，二极管势垒电容与变压器漏感谐振造成的，因此二极管电压应力较两电平时有较大的降低。 图4(d)为输入电压75 V 、输出功率1 kW ，变换器
工作在三电平模式时开关管S 1、
S 2的驱动电压u GS1、u GS2以及输出滤波电感电流的实验波形。从图中可
t (2 μs/格)
(a) u DS1、u GS2、u DS2、u GS1波形
u D S 2 (100 V /格) u D S 1 (40 V /格) u G S 1、u G S 2 (20 V /格)
u DS2
u GS2
u GS1
u DS1
T (250 ns/格)
(b) u DS2、u GS1波形
u D S 2(40 V /格)
u G S 2(4 V /格)
u DS2
u GS2
18
中 国 电 机 工 程 学 报 第29卷
t (2 μs/格)
(c) u DS1、u DS2、u KA1、i D1波形
u (40 V /格)
i (1 A /格) u GS1 i D1
u GS2
u KA1
t (5 μs/格)
(d) S 1、S 2的驱动电压和输出滤波电感电流波形
u (20 V /格) i (2 A /格)
u GS1
i L f
u GS2
图4 实验波形
Fig. 4 Experimental waveforms
以看出，只有S 2 (S 4)开通时，输出滤波电感电流线性减小，S 1(S 3)与S 2(S 4)同时开通时，输出滤波电感电流线性增大。
图5所示为变换器工作在75 V 时的效率曲线和理论计算的效率曲线。从曲线上可以看出，变换器在600 W 时有最高效率，在75 V 输入时最高效率约为89.4%。在输出功率大于600 W 以后，磁性元件的铜损增加较快，效率开始下降。
输出功率P c /W
100 300 500700 900 1 100
η/%
90
88
86 84
实际效率
理论效率
图5 变换器效率曲线
Fig. 5 Efficiency curve of the converter
4 结论
本文针对燃料电池输入的变换器及其控制技术进行了研究，通过一台1 kW 的原理样机进行了验证。从中可以得出以下结论：
1）提出了一种适合于低压宽范围输入高压输出场合的推挽正激三电平直流变换器拓扑，具有推挽正激变换器的优点，如减小了输入滤波器的体积
重量，抑制了开关管的电压尖峰，同时减小了开关管的电压定额。
2）提出一种新的三电平控制方法，通过使整流输出电压出现先低后高的三电平波形，使整流二极管的电压应力大大减小，适合燃料电池的宽范围输出电压要求。
3）分析了开关管开通关断的过程，得出了三电平工作模式下0.5占空比工作的开关管零电压开通的条件。
4）
对推挽正激三电平直流变换器的输出滤波电感进行了详细的分析，三电平控制策略使输出电流脉动减小，有助于减小输出滤波电感和滤波电容。
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收稿日期：2009-02-18。
作者简介：
王勤(1967—)，男，博士研究生，副教授，研
究方向为新能源变换器等，wangqin@https://www.360docs.net/doc/d714295434.html,；
姚志垒(1981—)，男，博士研究生，讲师，研
究方向为功率变换器、逆变器及其控制策略等，
nhyzl@ https://www.360docs.net/doc/d714295434.html,；
黄勇(1985—)，男，硕士，研究方向为直直变
换器；
肖岚(1971—)，女，博士，教授，研究领域为
航空电源系统、逆变器并联、并网控制等；
阮新波(1970—)，男，博士，教授，研究领域
为航空电源系统、电力电子变换器等。
王勤
(责任编辑刘浩芳)
乙类互补推挽功率放大器
科信学院CDIO项目设计说明书（2010 /2011学年第二学期） CDIO项目名称：电子应用系统一级项目 专业班级：电子信息工程 学生姓名： 学号: 指导老师： 设计成绩: 2011年6月28日
1、互补对称OTL 功放电路装调 1.1 CDIO 设计目的 通过设计乙类互补推挽功率放大器，掌握利用分离原件组成OTL 功放电路的原理，提高电路原理图读图技能，熟练掌握较复杂电路的装调操作方法 1.2 CDIO 设计正文 1. 2.1设计要求 电压增益：10倍（20分贝） 输出功率：0.5W 以上（负载R L =8?） 频率特性：20Hz ～20KHz 1.2.2 设计原理 乙类工作时，为了在负载上合成完整的正弦波，必须采用两管轮流导通的推挽电路。通常使用T1和T2两个特性配对的互补功率管（NPN 型和PNP 型），若忽略功率管发射结导通电压，则当输入信号正半周期时，两功率管分别导通和截止，输出为正半周的半个正弦波；当输出信号负半周期时，两功率功率管分别截止和导通，输出为负半周的半个正弦波，通过负载的电流通过合成形成完整的正弦波。 1.2.3设计过程 负载R1=8Ω V o= Po R *1=2V ，输出功率Po=0.5W 峰值为Vp=22V ，峰峰值为Vp-p=4≈V 2 5.7V 若要实现输出功率为Po=0.5W ，则直流电源电压Vc c ＞ 5.7V 所以取Vcc=15V 输出电流Io= 2 1 Vcc/RL ≈350mA 取β=100，Ib1=Io/β=3.5mA 取I5=30mA ，所以R5=(15V-8.5V)/30mA=220Ω 取VE=0.2Vcc=3V RE=3V/30mA=100Ω 因为Av=R5/RE=2.2＜10，所以RE 取值不合适 令RE=R4+R6,R4=15Ω，R5=85Ω 当交流分析时，R6被短路，Av=15符合要求
OCL功率放大器的设计报告解析
课程设计报告 题目：由集成运放和晶体管组成的OCL 功率放大器的设计 学生姓名：郭二珍 学生学号： 07 系别：电气学院 专业：自动化 届别： 2015年 指导教师：廖晓纬 电气信息工程学院制 2014年3月
OCL功率放大器的设计 学生：郭二珍 指导老师：廖晓纬 电气学院10级自动化 1、绪论 功率放大器(简称功放)的作用是给音频放大器的负载R L(扬声器)提供一定的输出功率。当负载一定时，希望输出的功率尽可能大，输出信号的非线性失真尽可能地小，效率尽可能高。 OCL是英文Output Capacitor Less的缩写，意为无输出电容的功率放大器。采用了两组电源供电，使用了正负电源。在输入电压不太高的情况下，也能获得较大的输出频率。省去了输出端的耦合电容，使放大器的频率特性得到扩展。OCL 功率放大器是一种直接耦合的功率放大器，它具有频响宽、保真度高、动态特性好及易于集成化等特点。性能优良的集成功率放大器给电子电路功放级的调试带来了极大的方便。集成功率放大电路还具有输出功率大、外围元件少、使用方便等优点，因此在收音机、电视机、扩音器、伺服放大电路中也得到了广泛的应用。 功率放大器可分为三种工作状态：(1)甲类工作状态Q点在交流负载的中点，输出的是一种没有削波失真的完整信号，但效率较低。(2)乙类工作状态Q点在交流负载线和IB=0输出特性曲线的交界处，放大器只有半波输出，存在严重的失真。 (3)甲乙类工作状态Q点在交流负载线上略高于乙类工作点处，克服了乙类互补电路产生交越失真，提高了效率。 因此，本设计可采用甲乙类互补电路。
2、内容摘要 本设计中要求设计一个由集成运放和晶体管组成的OCL功率放大器。在输入正弦波幅度Ui等于200mV，负载电阻R L等于8Ω的条件下最大输出不失真功率P ≥2W，功率放大器的频带宽度BW≥80Hz~10KHZ o 功率放大电路实质上是能量转换电路，它主要要求输出功率尽可能大，效率尽可能的高，非线性失真尽可能要小，功率器件的散热较好。 本设计选用的是双电源供电的OCL互补推挽对称功放电路。 此推挽功率放大器的工作状态为甲乙类，其目的是为了减少“交越失真”。 由于两管的工作点稍高于截止点，因而均有一很小的静态工作电流I CQ。这样，便可克服管子的死区电压，使两管交替工作处的负载中电流能按正弦规律变化，从而克服了交越失真。 OCL互补推挽对称功放电路一般包括驱动级和功率输出级，前者为后者提供一定的电压幅度，后者则向负载提供足够的信号频率，以驱动负载工作。 因此，需要设计两部分，即驱动级和功率输出级。
推挽式变换器
推挽式变换器 单端直流变换器都有共同的缺点，就是高频变压器只工作在磁滞回线的一侧，磁芯的的利用率较低，易于饱和。双端型直流变换器可以工作在一三象限，利用率较高。双端式直流变换器有推挽式、全桥式、和半桥式三种。 1.电路拓扑图 其中NP1=NP2=NP，NS1=NS2=NS。N为变比。 2.电路原理及波形图 假设储能电感的电感量远大于临界电感， 电路工作在电流连续模式。 （1）VT1开通，VT2关断。 NP1下正上负，根据NP2与其同名端位置判定， 也为下正上负。每段电压为Ui,VT2承受两倍 Ui.二次侧VD1正向偏执，VD2截止。由变压 器关系的us=Ui/n，VD2承受2倍反向电压 2Ui/n。电感L储能。
（2）VT1，VT2截止。 截止后变压器两端磁通均保持不变，电压均为零。储能电感L放电，VD1，VD2均正向偏执导通，也起到续流二极管的作用。电感两端电压=-Uo。 （3）VT1关断，VT2关断。 NP2上正下负，根据NP1与其同名端位置判定其也为上正下负。每段电压为Ui,VT1承受两倍Ui.二次侧VD2正向偏执，VD1截止，承受2倍反向电压2Ui/n。电感L 再次储能。 （4）VT1，VT2都截止。 截止后变压器两端磁通均保持不变，电压均为零。储能电感L放电，VD1，VD2均正向偏执导通，也起到续流二极管的作用。电感两端电压=-Uo。 3输出电压Uo 虽然一个周期为T但是由于（2）（4）过程的存在，两个开关的导通时间都小于0.5T。 每个功率开关管的占空比为D，D=ton/T,总占空比Do=2D。 输出电压Uo=2DUi/n。 4 优点：变压器磁芯利用率高，输出功率大，纹波电压小。驱动电路简单 缺点：变压器绕组利用率低，功率开关管都要承受2倍电源电压或者更高，对器件的耐压要求更高。
推挽式功率放大电路的设计
第一部分课程设计
桥式推挽功率放大器是一种在较低的电源电压下能得到较大输出功率的功放，它由前置放大电路、BTL功率放大电路、电源电路三部分所构成。前置放大电路采用了集成运放NE5532将小信号电压放大，使其能够驱动功率放大器；功率放大电路由倒相电路和BTL 电路两部分组成，前者负责为后者转换两个大小相等、方向相反的激励信号，后者则是在信号不失真的前提下，尽可能地放大电流，从而提高输出功率；电源电路通过降压、整流、滤波、稳压产生±12V直流电压。运用Protel软件对所设计的电路图进行建库、绘图、制板；再借助Multisim仿真软件对各个单元电路进行了性能与功能仿真，通过仿真分析验证了设计的正确性，整体电路也基本达到了设计的预期目的。 关键词：推挽功放；集成运放；前置放大；倒相
The push-pull circuit occupies an important position in the amplifier circuit and switching power supply areas. Bridge push-pull amplifier circuit is constituted by three parts of the power supply circuit, the preamplifier circuit, BTL power amplifier circuit. The preamplifier circuit uses the integrated operational amplifier NE5532 small signal voltage amplification, so that the power amplifier input sensitivity to match. The power amplifier circuit consists of two parts of the inverting circuit and BTL circuit. The former is responsible for the conversion for the latter two of equal size, in the opposite direction of the excitation signal. The latter is the signal undistorted under the premise, as far as possible to enlarge the current, increasing the output power. ± 12V DC voltage power circuit through the buck, rectifier, filter and regulator.With of Multisim simulation software on each unit circuit performance and functional simulation. Verify the correctness of the design through simulation analysis, the results are to achieve the intended purpose of the design. Then use Protel software for building a database, drawing and board schematic design. Keywords：Push-pull amplifier, Integrated operational amplifier, Preamplifier , Inverting
甲类乙类甲乙类推挽式放大器
经常会看到XX功放是采用推挽式结构，或者说XX采用甲类放大器，效果出色什么的描述，但各位可否知道这些类型功放工作代表的意义呢？下面就简单介绍一下： 1.甲类放大： 晶体管静态工作点设置在截止区与饱和区的中分点的放大电路，叫做甲类放大电路，适合于小功率高保真放大。 甲类放大又称为A类放大，在信号的整个周期内（正弦波的正负两个半周），放大器的任何功率输出元件都不会出现电流截止（即停止输出）。正弦信号的正负两个半周由单一功率输出原件连续放大输出的一类放大器。当输入信号较小时，在整个信号周期中，晶体管都工作于它的放大区，电流的导通角为180度，且静态工作点在负载线的中点。甲类放大器工作时会产生高热，效率很低，适用于小信号低频功率放大，但固有的优点是不存在交越失真。单端放大器都是甲类工作方式。 2.乙类放大： 晶体管静态工作点设置在截止点的放大电路，叫做乙类放大电路，适合于大功率放大。 乙类放大又称为B类放大，在信号的整个周期内（正弦波的正负两个半周），放大器的输出元件分成两组，轮流交替的出现电流截止（即停止输出）。正弦信号的正负两个半周分别由推挽输出级的两“臂”轮流放大输出的一类放大器，每一“臂”的导电时间为信号的半个周期。乙类功率放大其集电极电流只能在半个周期内导通，导通角为90度。乙类放大器的优点是效率高，缺点是会产生交越失真。 3.甲乙类放大：管静态工作点设置在截止区与饱和区之间，靠近截止点的放大电路，叫做甲乙类放大电路，适合于大功率高保真音频放大，推挽电路通常就是甲乙类放大电路。 甲乙类放大又称AB类放大，它界于甲类和乙类之间，推挽放大的每一个“臂”导通时间大于信号的半个周期而小于一个周期。甲乙类放大有效解决了乙类放大器的交越失真问题，效率又比甲类放大器高，因此获得了极为广泛的应用。 4.丙类放大： 晶体管静态工作点设置在截止区内的放大电路，叫做丙类放大电路，适合于大功率射频放大。 丙类放大又称为C类放大，丙类放大器工作在开关状态，它只处理正半周信号，也就是脉动直流信号。而音频信号是正负都有的交流信号，使用丙类放大器会产生严重的失真。 5.推挽式： 由两个晶体管，共同完成的，在正半周一个推，另一个挽，在负半周，则两个晶体管互换，原来推的变成挽，原来挽的变成推。这就是推挽电路的简单表述，推挽电路多用于功率放大。 按功放输出级放大元件的数量，可以分为单端放大器和推挽放大器。 单端放大器的输出级由一只放大元件（或多只元件但并联成一组）完成对信号正负两个半周的放大。单端放大机器只能采取甲类工作状态。 推挽放大器的输出级有两个“臂”（两组放大元件），一个“臂”的电流增加时，另一个“臂”的电流则减小，二者的状态轮流转换。对负载而言，好像是一个“臂”在推，一个“臂”在拉，共同完成电流输出任务。尽管甲类放大器可以采用推挽式放大，但更常见的是用推挽放大构成乙类或甲乙类放大器。
乙类推挽功率放大器
乙类推挽功率放大器 一．选择题 ( )1.决定功率放大器效率的主要因素是。 A.电路的输入功率 B.电路的工作状态 C.电路的最大输出功率 D.功放管的消耗功率 ( )2.乙类推挽功率放大器设置适当的静态工作点，其目的是。 A.消除饱和失真 B.增大放大倍数 C.消除交越失真 D.改善频率特性 ( )3.一个理想乙类功放电路的最大输出功率为10W，当输入信号为零时，每个功放管的管耗约为。 A.10W B.1.35W C.2W D.0W ( )4.乙类功率放大器的失真一般是。 A.饱和失真 B.截止失真 C.交越失真 D.线性失真 ( )5.甲乙类功放提供一定的偏置电流的目的是为了。 A.消除饱和失真 B.增大放大倍数 C.消除交越失真 D.改善频率特性 ( )6.变压器耦合推挽功放中的输出变压器，其作用是。 A,耦合作用 B.合成波形的作用 C.分解波形的作用 D.A和B两者兼有 ( )7.一个乙类功放的理性输出功率为4W，当输入信号为0时，则功放管的管耗为。 A.4W B.2W C.088W D.0W ( )8.低频功放之所以工作在甲乙类，除了提高效率为，还为了。 A.克服交越失真 B.克服截止失真 C.克服饱和失真 D.克服频率失真 二．判断题 ( )1.乙类功放的效率比甲类功放的效率高。 ( )2.乙类功放的管耗会随着输出功率的增大而增大。 ( )3.在甲乙类推挽功放电路中，当负载由固定负载减小时，输出功率增大。
( )4.乙类功放的效率最高，故乙类功放应用最广泛。 ( )5.在推挽功率放大器电路中，只要两个三极管具有合适的偏置电流，就可以消除交越失真。 ( )6.对于乙类功放，当输入信号为零时，电源提供的功率和管耗均为零，随着输入信号的增大，输出功率增大，同时管耗也随之增大。 ( )7.推挽功率放大器输入交流信号时，总有一个功放三极管是截止的所以输出波形必然失真。 ( )8.晶体管不能放大功率，只能起能量转换作用。 ( )9.功放电路中的非线性失真就是交越失真。 三．填空题 1.由于在功放电路中功放管常常处于 工作状态，因此，在选择功放管时要特别注意 、 和 三个参数。 2.一个乙类推挽功放电路的电源电压24G V V =、负载16L R =Ω，变压器初级线圈匝数为160N =，现要求其输出最大不失真功率om P 达到50W 则输出变压器的匝数比n = ，次级线圈的匝数2N = 。 3.甲乙类推挽功放电路与乙类功放电路比较，前者加了偏置电路向功放管提供少量 ，以减少 失真。 4.推挽功率放大器的最大输出功率om P = ，最高理论效率η= 。 5.为了提高功率效率，低频功率放大器应该工作在 工作状态；但该电路存在交越失真，故实用的低频功率放大器一般工作在 工作状态。 6.乙类功率放大器中每个三极管导通时间为 半个周期；甲乙类功放电路中每个三极管导通时间 半个周期。
推挽放大电路
用两个电气参数相同，但种类（NPN或PNP，对于MOS管来说，就是N沟通，P沟道）不同的两个晶体管搭成一个乙类放大电路，每个管子的导通角度都是90度，在一个周期中，两个管子分别导通半个周期，最后在两个晶体管的连接处（一般是发射极或者源级）合成一个完整的周期信号。 推挽电路可以做到很大的功率，效率高，失真小，整体性能比较均衡，是功率放大电路中经常使用的电路样式 。 甲类功率放大电路 图5-61是常用的单管甲类功率放大电路，与小信号变压器祸合放大器相似。图中，TI 是输人变压器；R1、R2和凡可组成分压式电流负反馈偏置电路，建立和稳定晶体三极管的静态工作点；q是发射极旁路电容;C是交流通路电容；输入变压器T1次级的交流信号，通过电容器C和Q加到晶体三极管的发射结上；VT是做功率放大的晶体三极管；T2是输出变压器。 在功率放大器中，为了使负载获得尽可能大的输出功率，功率放大器与负载之间要求阻抗匹配，通常采用输出变压器作为晶体三极管与负载之间的藕合元件。在如图5-61中所示的功率放大器中，输出变压器还起隔直流的作用，可避免功放管的静态工作电流通过扬声器引起声音失真。 在制作单管功率放大器时，为使放大器能够可靠地工作，并获得尽可能大的输出功率，必须合理地选择静态工作点。此外，正确地设计输出变压器，是设计单管功率放大器的关键环节。 (2)乙类推挽功率放大电路 图5-62是变压器祸合乙类推挽功率放大电路，主要由两个特性相同的三极管VTI和VT2、一个输人变压器T1和一个输出变压器T2构成。输人变压器把前级的输出信号藕合
到VTl和VT2的基极，输出变压器将VTI和VT2的集电极输出信号祸合到负载RL上。变压器中间抽头的目的是保证电路对称和起信号倒相作用，T2还兼有负载匹配作用。 当有正弦信号u;输人时，通过输人变压器T1将使VTI和VT2的基极得到一个大小相等而极性相反的信号电压u c1和uc2o若在某一瞬间VTI次级上半绕组感应出来的电压使VTl的基极对公共端为正，则VT2的基极对公共端为负（下半绕组的作用）。于是VT1截止，vu导通。输出变压器'I Z的初级下半边绕组有集电极电流电流过，而上半边没有电流（is，二0）。同理，在u、的另一个半周，情况刚好相反。VT1导通，VT2截止，T2的初级上半边绕组有2 d流过，而下半边绕组2,z二0。这样，VTl和VT2轮流导通，￡ci和￡c2轮流通过孔的初级绕组，而且大小相等，相位相反。因而在T2次级将叠加出一个完整的正弦电流艺L。 在乙类放大器中，由于晶体三极管特性曲线的非线性，使得两波形连接处会有非线性失真，特别是当晶体三极管为零偏置时会出现如图5-63所示的交越失真。为了消除交越失真，给晶体三极管加上一定的偏置UBB，如图5-64所示，使z ci十iCZ的波形衔接处没有交越失真。
乙类互补推挽功率放大器
科信学院 CDIO项目设计说明书（2010 /2011学年第二学期） CDIO项目名称：电子应用系统一级项目 专业班级：电子信息工程 学生姓名： 学号: 指导老师： 设计成绩: 2011年6月28日
1、互补对称OTL 功放电路装调 1.1 CDIO 设计目的 通过设计乙类互补推挽功率放大器，掌握利用分离原件组成OTL 功放电路的原理，提高电路原理图读图技能，熟练掌握较复杂电路的装调操作方法 1.2 CDIO 设计正文 1. 2.1设计要求 电压增益：10倍（20分贝） 输出功率：0.5W 以上（负载R L =8?） 频率特性：20Hz ～20KHz 1.2.2 设计原理 乙类工作时，为了在负载上合成完整的正弦波，必须采用两管轮流导通的推挽电路。通常使用T1和T2两个特性配对的互补功率管（NPN 型和PNP 型），若忽略功率管发射结导通电压，则当输入信号正半周期时，两功率管分别导通和截止，输出为正半周的半个正弦波；当输出信号负半周期时，两功率功率管分别截止和导通，输出为负半周的半个正弦波，通过负载的电流通过合成形成完整的正弦波。 1.2.3设计过程 负载R1=8Ω V o= Po R *1=2V ，输出功率Po=0.5W 峰值为Vp=22V ，峰峰值为Vp-p=4≈V 2 5.7V 若要实现输出功率为Po=0.5W ，则直流电源电压Vc c ＞ 5.7V 所以取Vcc=15V 输出电流Io= 2 1 Vcc/RL ≈350mA 取β=100，Ib1=Io/β=3.5mA 取I5=30mA ，所以R5=(15V-8.5V)/30mA=220Ω 取VE=0.2Vcc=3V RE=3V/30mA=100Ω 因为Av=R5/RE=2.2＜10，所以RE 取值不合适 令RE=R4+R6,R4=15Ω，R5=85Ω 当交流分析时，R6被短路，Av=15符合要求
推挽放大器工作原理介绍
一、功率放大电流的特点 对功放电路的了解或评价，主要从输出功率、效率和失真这三方面考虑。 1、为得到需要的输出功率，电路须选集电极功耗足够大的三极管，功放管的工作电流和集电极电压也较高。电路设计使用中首先要考虑怎样充分地发挥三极管功能而又不损坏三极管。由于电路中功放管工作状态常接近极限值，所以功放电流调整和使用时要小心，不宜超限使用。 2、从能耗方面考虑，功放输出的功率最终是由电源提供的，例如收音机中功放耗电要占整机的2/3，因此要十分注意提高电路效率，即输出功率与耗电功率的比值。 3、功放电路的输入信号已经几级放大，有足够强度，这会使功放管工作点大幅度移动，所以要求功放电路有较大的动态范围。功放管的工作点选择不当，输出会有严重失真。 二、常用功率放大电路的原理 单只三极管输出的功放电路输出小、效率低，日用电器中已很少见。目前常采用的是推挽电路形式。 图1是用耦合变压器的推挽电路原理图。它的特点是三极管静态工作电流接近于零，放大器耗电及少。有信输入时，电路工作电流虽大，但大部分功率都输出到负载上，本身损耗却不大，所以电源利用率较高。这个电路中每只三极管只在信号的半个周期内导通工作，为避免失真，所以采用两只三极管协调工作的方式。图中输入变压器B1的次级有一个接地的中心抽头。在音频信号输入时，B1次级两个大小相等、极性相反的信号分别送到BG1和BG2的发射结。在输入信号的正半周时间里，BG1管因加的是反向偏压而截止，只有BG2能将信号放大，从集电极输出；而在信号负半周，BG1得到正高偏压，能将这半个周期的信号放大输出，而BG2却截止。电路中的两只三极管虽然各自放大了信号的半个同期，但它们的输出电流是分先后通过输出变压器B2的，所以在B2的次级得到的感应电流又能全成一个完整的输出信号。 这个功放电路中，为了解决阻抗匝配和信号相位等问题，输入与输出变压器是不可少的。但是，优质变压器的制作在材料和工艺上都比较困难，它本身总还要消耗一部分能量，降低电路的效率，而且变压器的频率特性不好，使电路对不同频率信号输出很不均匀，会造成失真，所以为了提高功放质量，人们更多地使用无变压器（OTL）功率放大电路。
推挽型DC变换器
电力电子技术课程设计 班级：电气 1102 学号： 姓名： 扬州大学水利与能源动力工程学院 电气工程及其自动化 二零一五年一月
目录 第一章：任务书 (3) 一、课程设计的内容 (3) 二、课程设计的目的和要求 (3) 三、仿真软件的使用 (3) 四、时间安排 (4) 五、设计总结报告主要内容 (5) 第二章：课程设计报告 (6) 一设计任务及要求 (6) 二主电路方案确定 (7) 三推挽型DC/DC变换器额定参数 (9) 四建立仿真模型并进行仿真实验 (10) 五心得体会 (13) 六参考文献 (14)
第一章：任务书 一、课程设计的内容 推挽型DC/DC变换器的设计及研究(PSPICE) 二、课程设计的目的和要求 1、进一步熟悉和掌握电力电子原器件的器件； 2、进一步熟悉和掌握电力电子电路的拓扑结构和工作原理； 3、掌握电力电子电路设计的基本方法和技术，掌握有关电路参数设计的方法； 4、培养对电力电子电路的性能分析的能力； 5、培养撰写研究设计报告的能力。 三、仿真软件的使用 在电力电子系统中，需要应用大功率开关器件，因此对工程人员来说对所设计的电路最好能通过计算机分析和仿真，不断修改和完善电路。 PSPICE是当今世界上著名的电路仿真标准工具之一，是较早出现的EDA 软件之一，1985年就由MICROSIM公司推出。现在使用较多的是PSPICE 6.2，工作于Windows环境，整个软件由原理图编辑、电路仿真、激励编辑、元器件库编辑、波形图等几个部分组成，使用时是一个整体，但各个部分各有各的窗口。新推出的版本为PSPICE 9.2，是功能强大的模拟电路和数字电路混合仿真EDA 软件。它可以进行各种各样的电路仿真、激励建立、温度与噪声分析、模拟控制、波形输出、数据输出、并在同一个窗口内同时显示模拟与数字的仿真结果。无论对哪种器件哪些电路进行仿真，包括IGBT、脉宽调制电路、模／数转换、数／模转换等，都可以得到精确的仿真结果。对于库中没有的元器件模块，还可以自已编辑。PSPICE可以对电路进行以下一些工作：
功率放大器(功放)知识
功放基本知识：功放俗称“扩音机”他的作用就是把来自音源或前级放大器的弱信号放大，推动音箱放声。一套良好的音响系统功放的作用功不可没。 功放是音响系统中最基本的设备，它的任务是把来自信号源（专业音响系统中则是来自调音台）的微弱电信号进行放大以驱动扬声器发出声音。 功率放大器简称功放，可以说是各类音响器材中最大的一个家族了，其作用主要是将音源器材输入的较微弱信号进行放大后，产生足够大的电流去推动扬声器进行声音的重放。由于考虑功率、阻抗、失真、动态以及不同的使用范围和控制调节功能，不同的功放在内部的信号处理、线路设计和生产工艺上也各不相同。 分类：按功放中功放管的导电方式不同，可以分为甲类功放（又称A类）、乙类功放（又称B类）、甲乙类功放（又称AB类）和丁类 .功放（又称D类）。 甲类功放是指在信号的整个周期内（正弦波的正负两个半周），放大器的任何功率输出元件都不会出现电流截止（即停止输出）的一类放大器。甲类放大器工作时会产生高热，效率很低，但固有的优点是不存在交越失真。单端放大器都是甲类工作方式，推挽放大器可以是甲类，也可以是乙类或甲乙类。 乙类功放是指正弦信号的正负两个半周分别由推挽输出级的两“臂”轮流放大输出的一类放大器，每一“臂”的导电时间为信号的半个周期。乙类放大器的优点是效率高，缺点是会产生交越失真。 甲乙类功放界于甲类和乙类之间，推挽放大的每一个“臂”导通时间大于信号的半个周期而小于一个周期。甲乙类放大有效解决了乙类放大器的交越失真问题，效率又比甲类放大器高，因此获得了极为广泛的应用。 丁类功放也称数字式放大器，利用极高频率的转换开关电路来放大音频信号，具有效率高，体积小的优点。许多功率高达1000W的丁类放大器，体积只不过像VHS录像带那么大。这类放大器不适宜于用作宽频带的放大器，但在有源超低音音箱中有较多的应用。 按功放输出级放大元件的数量，可以分为单端放大器和推挽放大器。 单端放大器的输出级由一只放大元件（或多只元件但并联成一组）完成对信号正负两个半周的放大。单端放大机器只能采取甲类工作状态。 推挽放大器的输出级有两个“臂”（两组放大元件），一个“臂”的电流增加时，另一个“臂”的电流则减小，二者的状态轮流转换。对负载而言，好像是一个“臂”在推，一个“臂”在拉，共同完成电流输出任务。尽管甲类放大器可以采用推挽式放大，但更常见的是用推挽放大构成乙类或甲乙类放大器。 按功放中功放管的类型不同，可以分为胆机和石机。 胆机是使用电子管的功放。 石机是使用晶体管的功放。 按功能不同，可以前置放大器（又称前级）、功率放大器（又称后级）与合并式放大器。 功率放大器简称功放，用于增强信号功率以驱动音箱发声的一种电子装置。不带信号源选择、音量控制等附属功能的功率放大器称为后级。
自激推挽式直流变换器的设计
自激推挽式直流变换器的设计 引言 在数模混合电路系统中，需要多个电源供电，为了减小外界供电电源的数量，实现系统供电电路的小型化。本文基于电流反馈型自激推挽电路设计出了+10V，200mA和-10V，100mA输出的电源，+10V除了给电路系统的模拟芯片供电外还要给单片及供电的电压调节芯片供电，-10V给模拟芯片供电，实现了供电系统的小型化和低成本。 1.自激推挽式直流变换器的基本原理： 自激推挽式直流变换器的基本电路如图1所示。参照图1，当接通输入直流电源Ui后，就会在分压电阻R2上产生一个电压，该电压通过功率开关变压器的Nb1和Nb2两个绕组分别加到两个功率开关V1和V1的基极上。由于电路的不完全对称性使其中的一个功率开关首先导通。假设是功率开关Np1首先导通，那么功率开关Nb2集电极的电流流过功率开关变压器初级绕组的二分之一V2，使功率开关变压器的磁芯磁化，同时使其他的绕组产生感应电动势。在基极绕组Nb2上产生的感应电动势使功率开关V2的基极处于负电位的反向偏置而维持截至状态。在另一个基极绕组Nb1上产生的感应电动势则使功率开关V1的集电极电流进一步增加，这是正反馈的过程。其最后的结果使功率开关V1很快就达到饱和导通状态，此时几乎全部的电源电压Ui都加到了功率开关变压器初级绕组的二分之一Np1上。绕组Np1中的电流以及由此引起的磁通也会线性的增加。当功率开关变压器磁芯的磁通量接近或达到磁饱和值+φS时，集电极的电流就会急剧地增加，形成一个尖峰，而磁通量的变化率接近于零，因此功率开关变压器的所有绕组上的感应电动势也接近于零。由于绕组Nb1两端的感应电动势接近于零，于是功率开关V1的基极电流减小，集电极电流开始下降，从而使所有绕组上的感应电动势反向。紧接着磁芯的磁通脱离饱和状态，促使功率开关V1很快进入截至状态，功率开关V2很快进入饱和导通状态。这时几乎全部的输入直流电压Ui又被加到功率开关变压器的另一半绕组Np2上，使功率开关变压器磁芯的磁通直线下降，很快就达到了反向的磁饱和值-φS。上述过程周而复始，就会在两个功率开关V1和V2的集电极形成方波电压。
乙类推挽功率放大器
乙类推挽功率放大器 ?选择题 ( )1.决定功率放大器效率的主要因素是___________ 。 A.电路的输入功率 B.电路的工作状态 C.电路的最大输出功率 D.功放管的消耗功率 ( )2 ?乙类推挽功率放大器设置适当的静态工作点，其目的是___________ 。 A.消除饱和失真 B.增大放大倍数 C.消除交越失真 D.改善频率特性 ( )3. 一个理想乙类功放电路的最大输出功率为10W，当输入信号为零时，每个功放管的管耗约为___________ 。 A.10W C.2W D.0W ( )4.乙类功率放大器的失真一般是___________ 。 A.饱和失真 B.截止失真 C.交越失真 D.线性失真 ( )5.甲乙类功放提供一定的偏置电流的目的是为了________________ 。 A.消除饱和失真 B.增大放大倍数 C.消除交越失真 D.改善频率特性 ( )6.变压器耦合推挽功放中的输出变压器，其作用是______________ 。 A,耦合作用 B.合成波形的作用 C.分解波形的作用 D.A和B两者兼有 ( )7.一个乙类功放的理性输出功率为4W，当输入信号为0时，则功放管的管耗为_________ 。 A.4W B.2W C.088W D.0W ( )8.低频功放之所以工作在甲乙类，除了提高效率为，还为了__________ A.克服交越失真 B.克服截止失真 C.克服饱和失真 D.克服频率失真 二.判断题 ( )1.乙类功放的效率比甲类功放的效率高。 ( )2.乙类功放的管耗会随着输出功率的增大而增大。
( )3.在甲乙类推挽功放电路中，当负载由固定负载减小时，输出功率增大。
有源钳位推挽变换器原理
有源钳位推挽变换器原理 导读：本文从原理出发分析了在推挽逆变器中两开关管漏极产生尖峰的原因，提出了改进方法，并在实际应用中得到验证是可行的，相比于传统推挽逆变器，极大地提升了了性能，提高了效率和稳定性。 一推挽逆变器的原理分析 主电路如图1所示： Q1，Q2理想的栅极（UG1，UG2）漏极（UD1，UD2）波形如图2所示： 实际输出的漏极波形：
从实际波形中可以看出，漏极波形和理想波形存在不同：在Q1，Q2两管同时截止的死区处都长了一个长长的尖峰，这个尖峰对逆变器/UPS性能的影响和开关管Q1，Q2的威胁是不言而喻的，这里就不多说了。 二Q1，Q2两管漏极产生尖峰的成因分析 从图1中可以看出，主电路功率元件是开关管Q1，Q2和变压器T1。Q1，Q2的漏极引脚到TI初级两边走线存在分布电感，T1初级存在漏感，当然T1存在漏感是主要的。考虑到漏感这个因素我们画出推挽电路主电路等效的原理图如图4所示：
从图4中可以看出L1，L2就等效于变压器初级两边的漏感，我们来分析一下Q1导通时的情形：当Q1的栅极加上足够的驱动电压后饱和导通，电池电压加到漏感L1和变压器T1初级上半部分，当然绝大部分是加到T1初级上半部分，因为L1比T1初级上半部分电感小得多。此时Q2是截止的，主电路电流方向为从电池正极到T1初级上半部分到L1到Q1的DS再回到电池的负极;L1上电压的极性为左负右正，T1初级上半部分电压的极性为上负下正，如图5所示： 当Q1栅极信号由高电平变为低电平时，此时Q2也还截止，即死区处Q1，Q2都不导通，T1初级上半部分由于和次级耦合的原因，能量仅在Q1导通时向次级传递能量，到Q1截止时T1初级上半部分上端的电位已恢复到电池电压，而L1可以看做是是一个独立的电感，它储存的能量耦合不到变压器T1的次级。但是，随着Q1由导通转向截止，L1上的电流迅速减小，大家知道电感两端的电流是不能突变的，根据自感的原理L1必然要产生很高的反向感生电动势来阻碍它电流的减小，所以此时电感电压的极性和图5相反，T1初级上半部分的电压为0，两端点的电压都等于电池电压，此时Q1漏极的电压就等于L1两端的电压和电池电压之和，这就是Q1，Q2两管漏极产生尖峰的原因，如图6所示。
晶体管放大知识(甲类、乙类、推挽式等)
放大器基础知识（甲类、乙类、甲乙类、推挽式放大器） 经常会看到XX功放是采用推挽式结构，或者说XX采用甲类放大器，效果出色什么的描述，但各位可否知道这些类型功放工作代表的意义呢？下面就简单介绍一下： 1.甲类放大： 晶体管静态工作点设置在截止区与饱和区的中分点的放大电路，叫做甲类放大电路，适合于小功率高保真放大。 甲类放大又称为A类放大，在信号的整个周期内（正弦波的正负两个半周），放大器的任何功率输出元件都不会出现电流截止（即停止输出）。正弦信号的正负两个半周由单一功率输出原件连续放大输出的一类放大器。当输入信号较小时，在整个信号周期中，晶体管都工作于它的放大区，电流的导通角为180度，且静态工作点在负载线的中点。甲类放大器工作时会产生高热，效率很低，适用于小信号低频功率放大，但固有的优点是不存在交越失真。单端放大器都是甲类工作方式。 2.乙类放大： 晶体管静态工作点设置在截止点的放大电路，叫做乙类放大电路，适合于大功率放大。 乙类放大又称为B类放大，在信号的整个周期内（正弦波的正负两个半周），放大器的输出元件分成两组，轮流交替的出现电流截止（即停止输出）。正弦信号的正负两个半周分别由推挽输出级的两“臂”轮流放大输出的一类放大器，每一“臂”的导电时间为信号的半个周期。乙类功率放大其集电极电流只能在半个周期内导通，导通角为90度。乙类放大器的优点是效率高，缺点是会产生交越失真。 3.甲乙类放大：管静态工作点设置在截止区与饱和区之间，靠近截止点的放大电路，叫做甲乙类放大电路，适合于大功率高保真音频放大，推挽电路通常就是甲乙类放大电路。 甲乙类放大又称AB类放大，它界于甲类和乙类之间，推挽放大的每一个“臂”导通时间大于信号的半个周期而小于一个周期。甲乙类放大有效解决了乙类放大器的交越失真问题，效率又比甲类放大器高，因此获得了极为广泛的应用。 4.丙类放大： 晶体管静态工作点设置在截止区内的放大电路，叫做丙类放大电路，适合于大功率射频放大。丙类放大又称为C类放大，丙类放大器工作在开关状态，它只处理正半周信号，也就是脉动直流信号。而音频信号是正负都有的交流信号，使用丙类放大器会产生严重的失真。 5.推挽式： 由两个晶体管，共同完成的，在正半周一个推，另一个挽，在负半周，则两个晶体管互换，原来推的变成挽，原来挽的变成推。这就是推挽电路的简单表述，推挽电路多用于功率放大。按功放输出级放大元件的数量，可以分为单端放大器和推挽放大器。 单端放大器的输出级由一只放大元件（或多只元件但并联成一组）完成对信号正负两个半周的放大。单端放大机器只能采取甲类工作状态。 推挽放大器的输出级有两个“臂”（两组放大元件），一个“臂”的电流增加时，另一个“臂”的电流则减小，二者的状态轮流转换。对负载而言，好像是一个“臂”在推，一个“臂”在拉，共同完成电流输出任务。尽管甲类放大器可以采用推挽式放大，但更常见的是用推挽放大构成乙类或甲乙类放大器。
推挽式变压器
推挽全桥双向直流变换器的研究 1 引言 随着环境污染的日益严重和新能源的开发，双向直流变换器得到了越来越广泛的应用，像直流不停电电源系统，航天电源系统、电动汽车等场合都应用到了双向直流变换器。越来越多的双向直流变换器拓扑也被提出，不隔离的双向直流变换器有Bi Buck/Boost、Bi Buck-Boost、Bi Cuk、 Bi Sepic-Zeta；隔离式的双向直流变换器有正激、反激、推挽和桥式等拓扑结构。不同的拓扑对应于不同的应用场合，各有其优缺点。推挽全桥双向直流变换器是由全桥拓扑加全波整流演变而来。推挽侧为电流型，输入由蓄电池供给，全桥侧为电压型，输入接在直流高压母线上。此双向直流变换器拓扑适用在电压传输比较大、传输功率较高的场合。 本文分析了推挽全桥双向直流变换器的工作原理，通过两种工作模式的分析，理论上证明了此拓扑实现能量双向流动的可行性，并对推挽侧开关管上电压尖峰形成原因进行了分析，提出了解决方法，在文章的最后给出了仿真波形和实验波形。 2工作原理 图1为推挽全桥双向DC/DC变换器原理图。图2给出了该变换器的主要波形。变换器原副边的电气隔离是通过变压器来实现的，原边为电流型推挽电路，副边为全桥电路，该变换器有两种工作模式：（1）升压模式：在这种工作模式下S1 、S2 作为开关管工作； S3，S4 ，S5 ，S6 作为同步整流管工作，整流方式为全桥整流，这种整流方式适用于输出电压比较高，输出电流比较小的场合。由于电感L 的存在 S1、S2 的占空比必须大于0.5。（2）降压模式：在这种工作模式下 S3， S4， S5，S6 作为开关管工作，S1 、S2 作为同步整流管工作，整流方式为全波整流。分析前，作出如下假设： 所有开关管、二极管均为理想器件； 所有电感、电容、变压器均为理想元件； ，； 2.1升压工作模式 在升压工作模式下，原边输入为电流型推挽电路，副边输出为全桥整流电路。S1 ，S2 作为开关管工作，S3 ， S4， S5，S6 作为同步整流管工作。电感电流工作于连续模式。
推挽式甲类功放输出功率及损耗分析
推挽式甲类功放输出功率及损耗分析 甲类功放不存在交越失真，音频信号可以完整地传输。甲类功放是发烧友追求的目标。一部甲类功放，一其输出功率是多少？功率损耗是多少？这些都是甲类功放制作的前期理论计算。甲类功放多采用NPN与PNP配对的推挽式工作方式。 推挽式甲类功放电路，可以看成是由2个单管式甲类射极器组成。 正电源的NPN管与负电源的PNP管分别工作于甲类状态，对整个音频信号进行放大。输出到音箱。 推挽式甲类功放在进行组装调试前一定要知道，做多大的功率？需要多大静态电流？供应电流是多少？损耗是多少？这方面的资料难寻。有些生产厂家在甲类功放上标示的功率是不是真有这么大？购买者都想核实。如何达到以上目标呢？ 这就需要对推挽式甲类功放进行理论分析。 图1是甲类推挽式功放输出电路，这个输出电路可以分解成图2。 图1 甲类推挽式功放输出电路
图2 输出电路分解图 从图2可知，喇叭所获得的电流是由NPN和PNP三极管分别提供的。NPN功放管和PNP功放管输入的音频信号极性是相同的。 甲类工作状态就是三极管在工作时任何时候都有电流。不论正值还是负值，末级管都有电流流过。单管甲类工作集电极电流波形见图3。以正弦波为例，静态电流为正弦波峰值即Io=lf,最大电流为2倍波峰值即 Imax=21f=2I.这样的静态电流设置可保证整个信号周期内三极管都有电流流过。要求功放输出功率，必须求出输出电流有效值。电流有效值见图3所示。 输出电流波形阴影部分面积之和等效值： 每个管子甲类输出功率为P甲1=I02Z（Z为输出阻抗）。NPN和PNP两个末级管总输出甲类功率为P甲2=2P甲1=2I02Z.一般音箱阻抗为Z=8Ω。公式简化为P甲2=2I02Z8=16I02z. 通过上式可知计算出某台甲类功放的输出功率。该功放静态电流为1.6A,P甲 2=16I02Z=16X1.62=40.96（W）。文章所说40W/8Ω甲类输出功率是可信的。
乙类推挽功率放大器
1.1 CDIO 设计目的 通过设计乙类互补推挽功率放大器，掌握利用分离原件组成OTL 功放电路的原理，提高电路原理图读图技能，熟练掌握较复杂电路的装调操作方法。 1.2 CDIO 设计正文 1.2.1设计要求 电压增益：20倍 直流输入电压：不大于10V 输出功率：1W 以上（负载RL =8?） 频率特性：20Hz ～50KHz 1.2.2 设计原理 乙类工作时，为了在负载上合成完整的正弦波，必须采用两管轮流导通的推挽电路。通常使用T1和T2两个特性配对的互补功率管（NPN 型和PNP 型），若忽略功率管发射结导通电压，则当输入信号正半周期时，两功率管分别导通和截止，输出为正半周的半个正弦波；当输出信号负半周期时，两功率功率管分别截止和导通，输出为负半周的半个正弦波，通过负载的电流通过合成形成完整的正弦波。 1.2.3设计过程 负载RL =8? Vo= V Po R L 22*=，输出功率Po=1W 峰值为Vp=4V ，峰峰值为Vp-p=8V 若要实现输出功率为Po=1W ，则直流电源电压Vcc ＞8 所以取Vcc=10V 输出电流Io==L CC R V /2 21 422mA 取β=100， 1b I =Io/β=4.22mA 取5I =20mA ，所以5R =0.5cc V /5I =250Ω 取E V =0.2Vcc=2V E R =2V/20mA=100Ω
因为E 5V R /R A ==2.5<10，所以E R 取值不合适 令64E R R R +=，4R =10Ω，5R =250Ω 当交流分析时，6R 被短路，V A =25符合要求 Q2三极管基极电流' b I = I5/β=20mA/100=0.2mA 2I =5～10倍的'b I ，取2I =2mA E 2V V =b +0.7V=2.7V 6R = 2b V /2mA=1.35k Ω 4R =(Vcc-2V b )/2mA=3.65k Ω 电路中R 、C 电路为高通滤波电路，频率在20Hz ～50KHz 所以计算得2C =40uF ，3C =2mF ，旁路电容1C =100nF 1.3仿真结果 图1 乙类功放原理图