用MC33364 制作的反激式开关电源
采用MC33262的120W反激电源
PF correction is mandatory for Pin > 75W!!
Regulations are derivatives of the IEC 1000-3-2 or the EN1000-3-2 (4 classes: A (all eq. except:) B (portable tools), C (lighting) and D (PC, monitors, TVs)
13
PCPO March 04
PFC stage + SMPS Global performance ?
The Follower boost improves the efficiency of the PFC stage. Is-it at the price of SMPS extra losses? What is the global performance?
Power Factor Controllers Power Factor Controllers
Variable Frequency Variable Frequency
Fixed Frequency Fixed Frequency Discontinuous Discontinuous Mode Mode
November 2001
5
PCPO March 04
A need for (active) Power Factor Correction!
November 2001
6
PCPO March 04
PFC – Current portfolio & Products in Development
采用mc33262的120w反激电源反激式开关电源单端反激式开关电源反激式开关电源设计反激式开关电源原理反激电源反激电源变压器设计反激式开关电源占空比反激式开关电源电路图反激开关电源
反激式开关电源的电路设计与参数计算_陈建林
反激式开关电源的电路设计与参数计算_陈建林
一、反激式开关电源的电路设计
据报道，反激式开关电源可以提供高效率、小型体积和低成本的解决方案，它在电脑、消费电子产品以及数字电路系统中应用较为广泛。
反激式开关电源是指在典型的AC/DC转换过程中，通过开关电路，从交流电源抽取能量进行直流转换的电路。
下面将详细介绍反激式开关电源的电路设计。
（1）反激式开关电源电路的主要组件
交流输入电路：交流输入电路是反激式开关电源电路的起始模块，它的功能是把电源电压提供给其他组件。
开关功率电路：开关功率电路的最重要的组件是开关元件，它们是把AC输入电压装入到电源系统中的基础，通常可以使用MOSFET、差动管、晶闸管等。
控制电路：控制电路是反激式开关电源电路的关键组件，它的功能是控制开关管的开合以实现输入电压的正常转换。
一般来说，控制电路通过一系列的电路元件，如比较器、占空比调节器、稳压器、脉冲发生器和定时器等实现诸如占空比调节，稳压、启动和保护等功能。
反激式开关电源变压器设计步骤(重要)
反激式开关电源变压器设计反激式变压器是反激式开关电源的核心,它决定了反激式变换器一系列的重要参数,如占空比D ，最大峰值电流，设计反激式变压器,就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。
这样可以让其发热量尽量小，对器件的磨损也尽量小。
同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源性能会有很大的下降，如损耗会加大,最大输出功率会下降.设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。
第一步，选定原边感应电压V OR 。
这个值是有自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比.可能朋友们不理解什么是原边感应电压。
我们分析一个工作原理图。
当开关管开通的时候,原边相当于一个电感，电感两端加上电压,其电流值不会突变，而线性上升:I 升=Vs*Ton/L 。
这三项分别是原边输入电压，开关开通时间和原边电感量。
在开关管关断的时候,原边电感放电，电感电流会下降，此时有下降了的电流:I 降=V OR *T OFF /L 。
这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管管段时间和电感量。
经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以有：Vs ＊T ON /L=V OR ＊T OFF /L 。
即上升了的等于下降了的。
上式中用D 来代替T ON ，用(1-D ）来代替T OFF .移项可得:D=V OR /（V OR +Vs)。
这就是最大占空比了.比如说我设计的这个变压器，我选定电感电压V OR =20V ，则Vs 为24V ，D=20/（20+24）=0。
455。
第二步，确定原边电流波形的参数原边电流波形有三个参数，平均电流，有效值电流,峰值电流，首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下。
这是一个梯形波横向表示时间，总想表示电流大小，这个波形有三个值，一个是平均值I 平均,二是有效值I ，三是峰值Ip 。
首先要确定平均值I 平均：I 平均=Po/(η＊Vs ）。
反激式开关电源变压器设计
反激式开关电源变压器设计(2)
表二 变压器窗口利用因数
变压器情况
窗口
反激式变压器 一个二次绕组 两个或多个二次绕组 相互隔离的二次绕组 满足UL或CSA标准 满足IEC标准 法拉第屏屏蔽
1.1 1.2
1.3 1.4 1.1 1.2 1.1
用下式按变压器情况将各窗口利用因数综合起来 Knet=Ka.Kb…
2.6 计算一次绕组最大匝数Npri
Lpri 452*10-6
Npri = =
= 61.4匝 取Npri=62匝
AL 120*10-9
2.7 计算二次主绕组匝数NS1NS1为DC+5V绕组
NpriV01+VD1-Dmax 62*5+0.7*1-0.5
Ns1=
=
= 2.78匝
VinminDmax
127*0.5
Lgap =
cm2
AeB2max
其中：Ae = 磁芯有效截面积;单位为cm2 Bmax = 单位为G；
Lpri = 单位为H&
按照计算的气隙量实测出磁芯的AL值&
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
1.6 计算一次绕组所需的最大匝数Npri
Lpri Npri =
AL
1.7 计算二次主绕组输出功率最大的绕组所需匝数Ns1
式中： δVsn% ———— 相应输出电压精度%; Vsn ———— 相应输出电压值； Nsn ———— 计算的相应输出电压匝数； N’sn ———— 选取的整数相应输出电压匝数&
如果输出电压不能满足规定的精度;可以将主输出绕组Ns1增加一匝;再 计算相应输出绕组匝数;看能否满足相应精度;如果这样修改结果仍不满足 要求;只可回到开始阶段;增加一次绕组匝数;重新计算一次绕组匝数;直到 满足要求为止;但是增加一次绕组匝数;会使变压器工作磁通密度向小的方 向调整;这可能造成在较低输入电压时;输出无法达到额定的电压;所以在变 压器设计时要适当的处理好输出电压精度和额定输出电压值的关系.
反激式开关电源漏极钳位保护电路设计方案
反激式开关电源漏极钳位保护电路设计方案嘿，大家好！今天我要分享的是关于反激式开关电源漏极钳位保护电路的设计方案。
咱们就直接进入主题吧！咱们得明白，反激式开关电源在运行过程中，由于各种原因，可能会产生漏极电压过高的情况。
这时候，如果没有有效的保护措施，就会导致开关管损坏，甚至引发火灾等安全事故。
所以，设计一款漏极钳位保护电路就显得尤为重要。
一、设计目标我们的目标是：在反激式开关电源中，当漏极电压超过设定的安全值时，及时启动保护电路，将漏极电压限制在安全范围内，从而保护开关管不受损坏。
二、设计原理2.检测电路：负责实时监测漏极电压，当电压超过设定值时，输出高电平信号。
3.比较电路：将检测电路输出的高电平信号与设定的阈值电压进行比较，若检测电压高于阈值电压，则输出高电平信号至驱动电路。
4.驱动电路：接收比较电路输出的高电平信号，驱动钳位电路工作。
5.钳位电路：将漏极电压限制在安全范围内，防止开关管损坏。
三、设计方案1.检测电路设计检测电路主要由一个电压比较器和一个分压电阻组成。
电压比较器选用LM358，具有响应速度快、精度高等特点。
分压电阻用于将漏极电压分压至比较器的输入端。
2.比较电路设计比较电路选用LM311，具有高速、高精度等特点。
阈值电压由一个可调电阻设定，可根据实际需要调整。
3.驱动电路设计驱动电路选用三极管，将比较电路输出的高电平信号放大，驱动钳位电路工作。
4.钳位电路设计钳位电路主要由一个稳压二极管和一个电阻组成。
稳压二极管选用1N4746，具有稳定电压为15V的特点。
电阻用于限制稳压二极管的电流，防止过流损坏。
四、电路仿真在设计完成后，我们可以使用Multisim等仿真软件对电路进行仿真测试。
通过调整输入电压、负载等参数，观察保护电路是否能够及时启动，将漏极电压限制在安全范围内。
好了，今天的分享就到这里。
希望这个设计方案能对大家有所帮助。
如果你有任何疑问或建议，欢迎在评论区留言交流。
我们下次再见！注意事项：1.检测电路的精度至关重要。
反激式开关电源
85VAC 说明264VAC 50Hz 60W 80%100KHz 80%102V Vacmin*1.2370V Vacmax*1.475.00W Pout/η0.74A Pin/Vindcmin 输入端整流后电解电容电压纹波A15.00%384.5uF Iave*0.8/(2*fac*Vindcmin*A)*10000390.0uF 设计说明0.61.75倍153.0VVindcmin*D/(1-D)267.8V Vf*B 2.33倍RCD箝位电压Vc/(RCD箝位电压Vc-反射电压Vf)637VRCD箝位电压Vc+VinDCmax 797V(RCD吸收电压与反射电压比例B*反射电压Vf + VinDCmax)/稳态时MOS电压应力比例650V 50V 150.4V 指定MOS耐压/稳态时MOS电压应力比例 -VinDCmax 100.4V RCD箝位电压Vc - 设定RCD箝位电压比反射电压高520V VinDCmax + RCD箝位电压Vc 0.50反射电压Vf/(反射电压Vf + Vindcmin)3.01倍RCD箝位电压Vc/(RCD箝位电压Vc - 反射电压Vf)700V 2倍190.4V 指定MOS耐压*稳态时MOS电压应力比例 -Vinmax 95.2V 反射电压Vf/RCD箝位电压与反射电压比例560V RCD箝位电压Vc + VinDCmax 0.48反射电压Vf/(反射电压Vf + Vindcmin)2.00倍RCD箝位电压Vc/(RCD箝位电压Vc - 反射电压Vf)Vc、Vf、Dmax计算方法三指定MOS耐压RCD箝位电压与反射电压比例RCD箝位电压V c反射电压V fMOS工作电压应力最大工作占空比RCD耗散能量是漏感能量的倍数MOS工作电压应力MOS耐压要求Vc、Vf、Dmax计算方法二指定MOS耐压设定RCD箝位电压比反射电压高RCD箝位电压V c反射电压V fMOS工作电压应力最大工作占空比RCD耗散能量是漏感能量的倍数输入端最高直流电压V inmax输入功率P in最低电压直流平均电流输入端电解电容容量效率η开关频率f s稳态时MOS电压应力比例输入端最低直流电压V inmin设计要求反激式开关电源参数设计计算过程实际选择电解电容容量为：基本参数最低交流电源电压V acmin最高交流电源电压V acmax交流电源频率f ac输出功率P out下面有三种计算方法供我们比较参考，不同的设计方法，考虑的出发点是不同的。
自制反激型开关电源.Stamped
电子报/2005年/11月/6日/第014版器件与产品自制反激型开关电源江西尹石荪自激式反激型电源基本电路如图所示，该电路利用二极管来隔离直流偏流，并提供饱和期的正反馈通路。
它比用电容隔直的电路有更大的输出能力。
工作过程如下：R805使V801工作在放大区，集电极电流增大，T803的(11)脚感应出正电压，其同名端⑩脚的电压使V801基极电流增大，集电极电流进一步增大，正反馈的结果，V801饱和，N2的感应电压维持V801饱和。
饱和期间，集电极电流Ic线性增大，增大到I CM时，N2提供的基极电流I B不能保证βI B I CM时，V801将不能维持饱和，其集电极电压升高，N1两端电压下降，使N2两端感应电压下降，强烈的正反馈过程使V801进入截止状态。
急剧减小的N1中的电流Ic，在N1中激起(12)端为正，(11)端为负的高电压。
也在N2两端感应出⑩端为负的电压，该负电压使V801截止。
N1中激起(12)端为正，(11)端为负的高电压使VD816导通，N3两端的电压被VD816钳在VO不变，在VD816、C823回路中完成其过渡过程。
过渡电流由初值减小到零。
当过渡电流到零时，N3端电压也到零，N2两端的电压也到零，开关管基极负压也消失，R805使开关管重新导通，开始新的一轮振荡，形成自激。
若干周期后，C823的充电电流等于向负载的放电电流，C823端电压就维持在VO值。
由于C823电容量足够大，充、放电周期又足够短，电压VO几乎不因充放电而波动。
自激式反激型开关电源必须有完善的过电压保护装置。
负载短路时，除开关管承受较大的峰值电流外，一般不会造成其他的损害。
另外，自激式反激型开关电源有短路自我保护能力。
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反激开关电源开发设计文档
反激开关电源开发设计文档
二、详细设计方案
1. 开关开通，变压器初级电感电流在输入电压的作用下线性上升，储存能量。
高频变压器工作频率和磁芯材料
采用AP法
AP = AW * Ae =(Pt*10^4)/(2 AE为磁芯的有效面积，
(Bw (NP
、当输入最高电压Vindcmax
集肤深度与频率关系
2> 求出各绕组之阻抗 @100℃
3> 求各绕组之损耗功率 （电流用有效值） 4> 加总各绕组之功率损耗P Cu 。
5> 芯心损耗P Fe =P C V e
6>P ∑=P Cu +P Fe
7>而变压器的温升
AP 的单位为cm 4。
十三、估算窗口占用面积(< AW)
皮膜厚度0.056mm
Wa=N*D^2(单个绕组占用面积)
N:匝数，D 线直径包括皮膜（mm ）。
Wa:mm^2
由以上的计算公式初步选定磁芯为型号EPC10。
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MOTOROLA AN1594应用笔记电流临界模式，用MC33364制作的反激式开关电源（ZCS 零电流开关）翻译：周月东常州山泰克电子有限公司086-0519-*******-832006.4.251.介绍（序言）本笔记提供了一种方法（或叫做一种思路），应用MC33364来设计电流临界模式反激式开关电源。
第一片断描述了反激式变换器在固定频率和电流临界模式的不同点，第二片断描述一个典型变换器的设计，包含变压器的设计。
2反激式变换器工作概要2.1固定频率，电流模式反激变换器固定频率，电流模式反激变换器的方块图见图2－1，这里有个固定频率振荡器推动一个电源开关来输出周期，电源开关的关闭条件符合以下之一：电源开关达到预设的电流时将关闭周期（同样看成是被错误放大器设定）或者振荡器关闭周期（等待下一次开关周期）2.1.1工作原理图2-2是个单一的反激变换器。
电源开关（Q）被放在反激变压器（T）的初级线圈中，当电源开关(Q)闭合时，输入源（能量）通过初级和开关。
因为输出二极管（D）被反置，所以次级被隔离。
电流检测电阻的电压变化（压降）（由IC监控）反映了初级电流的变化。
当电流检测电阻的压降（voltage drop）达到预设的值,电源开关（Q）将被电源芯片（IC）关闭。
根据楞次定律，变压器反向了线圈电压的极性，是因为变压器存储了一些能量，这些能量想保持电流方向与原电流方向一致，在开关（Q）被关闭之前。
电源开关关闭后，输出二极管正偏，次级电流流通并开始向负载供电和向电容充电，这时变压器的次级存储的能量越来越少。
图2-1 固定频率，电流模式反激变换器的方块图图2-2 反激变换器的简化原理图2.1.2初级电流的考虑事项初级电流特性表现为从零开始的线性斜率，初级峰值电流值定义为：i ppk=V IN*t ON/L P V IN…输入直流电压t ON…开通时间L P…初级电感量电流的斜率为V IN /L P反激拓扑结构，及所有Boost变换器，都是变压器磁芯存储能量这个原理。
每个周期存储的能量为：E=0.5*L P*i ppk2输出功率为：P out=0.5* L P*i ppk2*f op f op…工作频率2.1.3次级电流的考虑事项次级电流特性表现为从峰值开始线性减小的斜率，次级峰值电流为：i spk=i ppk*n p/n s n p…初级圈数n S…次级圈数在电源开关（Q）关闭期间，磁芯转换时间为：t dis=L s* i spk/V s L s…次级电感量i spk…次级峰值电流V s...次级电压2.1.4过载条件当电源过载时，输出电压V s的变低和L s* i spk是个函数。
在这样的条件下，磁芯转换时间将比正常输出电压时计算的值要长。
控制芯片的振荡器的功能不依靠变压器磁芯的磁化，因此即使变压器磁芯没有完全退磁，控制芯片的输出（驱动信号）在下一个周期才输出。
初级电流的上升不是在零电流时，而是有变压器磁芯剩余能量的值决定的。
这种工作方式有点象“连续模式”，这种情况下主要不能接受的是次级二极管上的损耗。
因为这些原因就要增加一些保护电路来防止磁芯的再次退磁，这就形成下面的片断描述的临界电流模式变换器的设计。
2.1.5固定频率，电流模式设计推荐电源的设计必须在最差的工作条件下来设计。
这些条件就是在设定的频率下，最低输入电压，满载的时候。
在这些条件下，电源工作在连续与不连续的模式之间，这种工作区域就像“临界电流模式”。
那将意味这在每个开关周期的关闭时间内没有死区时间。
而固定频率，电流模式变换器在最高输入或低功率输出时，电路将工作在不连续模式下，在关闭时间内就有死区时间。
2.2临界模式反激变换器临界模式反激变换器的方块图如图2-3与固定频率，电流模式变换器的主要不同点是零电流检测电路块。
临界模式工作在反激电流很小或关闭时间内没有死区时间的时候。
当变压器或感应电路所储存的能量释放完时，下一个周期才开始。
就有一个问题：怎样才知道变压器或感应电路的能量释放完？只要变压器上有能量，次级线圈上就有电压。
如果所有可用的能量释放次级负载，由于寄生电容所储存的能量（开关，初级线圈，线路板），通过开关围绕输入电压形成一个振荡。
初级线圈上的电压围绕零自身振荡，振荡的频率为:f toff=1/{2*π[√(L P*C par)]} L P…初级电感量C par…寄生电容容量初级线圈振荡的初始振幅为：V INIT=V S*(n p/n s) V S…次级电压n p…初级圈数n s…次级圈数同样的振荡会在次级线圈和辅助绕组上发生。
不同的是电压的数值（圈数决定）。
辅助绕组用作零点检测和芯片供电。
如果辅助绕组的电压接近零，那么芯片门槛将被设定和下一个周期的开始。
2.2.1临界电流模式的优点在同等的功率下，工作的峰值电流要比固定频率电流模式的小。
原因是，在同一案例中，两种模式的平均电流相同，但固定频率有死区时间，而临界模式没有死区时间。
在大多数的案例中，低峰值电流就意味这小的损耗。
在输出电流短路时，临界模式也能自身保护。
而且次级二极管的电流应力也不比固定频率的大。
3. 临界电流模式反激变换器的设计样例样例的临界电流模式反激变换器性能描述和极限参数。
输出功率：12W输出：12V/1Amp max输入电压范围：90VAC-270VAC临界模式反激变换器原理图3.1电路工作原理电路工作原理如下：交流电压通过整流桥D1，电容器C1,C2整流成DC电压。
这个电压供给变压器T1的初级线圈和通过U1的8脚供给U1内部启动块。
初级电流回路的关闭是由变压器初级线圈，开关（Q1）,电流检测电阻R5来实现。
电阻R3,R4,二极管D3，组成箝位电路，用来保护Q1，以防止初级线圈的尖峰电压击穿Q1。
从辅助绕组线圈，由电容器C4，电阻R1，二极管D2组成的电路网络提供电压给U1。
R1可以使V CC更稳定和抵抗噪音。
R2电阻用来减小电流，保护U1内部连接在1脚上的齐纳二极管。
C3是基准电压的退耦电容。
二极管D4,电容器C6,C7,C8用来整流和平滑输出电压。
U2通过光耦推动初级边电路以保证输出电压的稳定。
输出电压的信息通过电阻R8,R9提供给U2。
C9为反馈回路提供频率补偿。
R6限制通过U2,U3的电流（限流）。
R7用来保证当电源满载时（光耦LED电流为零时）U2的工作稳定。
3.1.1 MC33364的频率块变换器的基本功能在本笔记的理论部分已经叙述过。
MOTOROLA的控制芯片MC33364工作描述如下：因为临界电流模式变换器是个变频系统，所以芯片MC33364有一个内置的特殊块用来在小负载（或空载）时来减小开关频率。
这个块叫“Frequency Clamp”(我认为叫频率限制块)。
样例中用的MC33364频率限制为126KH Z，无论如何，有些部分有缺陷或频率块有空缺。
频率块工作原理如下：当初级开关关闭时，这个块控制开关周期。
如果关闭时间太短（变压器的退磁决定的），直到被定义的频率时间之前，频率块是不允许开关再次打开。
（意思是频率块插入了一些死区时间）3.1.2 MC33364的启动（Start-Up）块下面将更详细的描述启动电路优势。
当电源首次接到高压时，芯片内部包含的专用高压开关，这个开关用来控制直流高压和启动电容的充电路径和充电的电流。
当V CC 达到某个值时，启动开关将被欠压和过压电路关闭。
因为载启动有一个很大的消耗在启动开关上，所以温度监控功能也同时开启了。
极少的几个开关周期后，芯片将由辅助绕组供电。
在输出短路时，辅助绕组电压将会跌落，MC33364将会周期性启动启动块。
这称为“打嗝模式”。
在这期间芯片的温度会上升，但会被温度保护块保护。
启动块的主要优点时在电源正常工作时是不消耗功率的。
3.2 预定事项（已知输入条件和相关的计算）DC输入电压：V IN(MIN)DC= √2*V IN(MIN)AC=√2*(90AC)=127VDCV IN(MAX)DC= √2*V IN(MAX)AC=√2*(270AC)=382VDC 输入最大平均电流：I IN-AV(MAX)=P OUT/(η*V INMIN)=12W/(0.8*127V)=0.118A开关管用雪崩电压为600V的MOSFET。
开关的开关电压由输入电压和变压器初级线圈的反激电压组成。
反激电压上升延的振铃是由变压器的漏感引起的，振铃可以认为是阻尼振荡。
阻尼振荡的振幅被认为是存储在漏感中的能量。
振铃由RCD网路来抑制。
即使有抑制，振铃的第一个半波也是很危险的。
这种抑制器的振幅有50V,所以这个电压会叠加在开关上。
另外再提供50V的余量，以保证开关管的可靠性。
根据上面的叙述，我们可以得到一个适当的反激电压：V flbk=V TMOS-V INMAX-100V=600V-382V-100V=118V因为这个值非常接近最小输入电压，考虑电路计算的方便，这里令它们相等：V flbk= V IN(MIN)DC=127V反激电压值的占空比约为:δmax= V flbk/( V flbk + V IN(MIN)DC)=127V/(127V+127V)=0.5最大输入峰值电流：I ppk=2* I IN-AV(MAX)/δmax=2*0.118A/0.5=0.472A预计最小工作频率为70KH Z3.3 变压器的设计从磁芯厂商了解的信息，决定用EE20磁芯。
选用Siemens(西门子)N67材质的磁芯，相当于Philips 3C85材质或TDK PC40材质。
初级电感量的计算：L P=δmax* V IN(MIN)DC/ (I ppk*f MIN)=0.5*127V/(0.472A*70*103H Z)=1.92mH厂商推荐磁芯工作的最大磁通密度：B MAX=0.2TEF20磁芯的有效面积：A e=33.5mm2磁通密度定义为：B MAX= L P* I ppk/(n P*A e)从上面的公式中得到初级圈数的公式：n P= L P* I ppk/( B MAX* A e)A L的值由以下公式决定（决定初级的圈数）：A L= L P/ n P2= L P/[ L P* I ppk/(B MAX* A e)]2=( B MAX* A e)2/( L P* I ppk2)=[(0.2T*33.5*10-6)]2/[(1.92*10-3H)*(0.472A)]2=105nH从厂商推荐的磁芯信息（产品信息目录），选用A L为100 nH,可以得到初级线圈的圈数：n P=√(L P/ A L)=√[(1.92*10-3H)*(100*10-9)]=139T(圈)如果用具有更高A L值的相同尺寸的磁芯，那将提高了最低工作频率（预定的工作值）：f min=[δmax* V IN(MIN)DC* A L* I ppk]/( B MAX * A e)2需要重新确定初级线圈的电感量和圈数。