双闭环直流调速系统

综述采用PI调节的单个转速闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。

但是，如果对系统的动态性能要求较高，例如要求快速制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统的动态性能就难以满足需要。

这主要是以为在单闭环系统中不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程。

为此本文提出一种将神经网络理论结合传统PID控制机理，构成单神经元PID控制器，并应用于直流调速系统。

通过在线边学习边控制的方式，解决了传统PID的不足，实现了调速系统的快速过程实时在线控制要求。

仿真结果表明，这控制方法具有良好的自适性，且系统鲁棒性优于传统双闭环控制。

1双闭环直流调速系统简介1.1 单闭环系统的劣势采用PI调节的单个转速闭环直流调速系统（以下简称单闭环系统）可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。

但是，如果对系统的动态性能要求较高，例如要求快速制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统的动态性能就难以满足需要。

这主要是以为在单闭环系统中不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程。

在单闭环直流调速系统中，电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但是它只能在超过临界电流Idcr值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想的控制电机的动态波形。

带电流截止负反馈的单闭环直流调速系统启动和转速波形如图1-1（a）所示，启动电流突破Idr以后，受电流负反馈的作用，电流只能升高一点，经过某一最大值Idr以后就降了下来，电机的电磁转矩也随之减小，因而加速过程必须延长。

对于经常正、反转的调速系统，例如龙门刨床，可逆轧钢机等，尽量缩短起制动过程的时间是提高生产效率的重要因素。

为此，在惦记最大准许电流和转矩受限制的条件下，应该充分利用电机的过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流（转矩）为准许最大值，使电力拖动系统以最大的加速度起动，到稳态转速时，立即让电流降下来，使转矩马上与负载平衡，从而转入稳态运行。

这样的理想起动过程波形如图1-1（b）所示，这时，起动电流是方形波，转速按线性增长。

这是在最大电流（转矩）受限制时调速系统所能获得的最快起动过程。

实际上，由于主电路电感的作用，电流不可能突跳，图1-1b所示的理想波形只能得到近似的逼近，不可能准确实现。

为了实现在准许的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程。

按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。

问题是，应该在起动过程中只有电流负反馈，没有转速负反馈，达到稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不再让电流负反馈发挥作用。

怎样才能做到呢？只用一个调速器显然是不可能的，可以考虑采用转速和电流两个调节器，问题是在系统中应该如何连接。

1.2 双闭环直流调速系统的组成为了实现转速和电流两个负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别为转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。

二者之间实行串级连接，如图1-1所示。

把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。

从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外面，称作外环。

这样，形成了转速、电流双闭环调速系统。

+-1.3双闭环直流调速系统的各部分组成及作用1.3.1转速调节器的作用转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速n 很快的跟随给定电压Un变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。

对负载变化起抗扰的作用，其输出限幅值决定电动机准许的最大电流。

2.电流调节器的作用作为内环的调节器，在转速外环的调节过程中，它的作用是使电流紧紧的跟随其给定电压Ui（即外环调节器的输出量）变化。

对电网电压的波动起及时抗扰的作用。

在转速动态过程中，保证获得电动机准许的最大电流从而加快动态过程。

当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护的作用。

一旦故障消失，系统应该立即自动恢复正常，这个作用对系统的可靠运行来说是十分重要的。

2 双闭环直流调速系统数学模型的建立2.1 双闭环系统的原理图，各环节的微分方程的建立注：ASR ——速度调节器 ACR ——电流调节器 UPE ——晶闸管电路2.1.1速度调节器的微分方程及函数-U*i=o R i*U Rn+dtR UC oin⎰*1U*I----输入端给定电压 U*I------ASR 输出端电压拉氏变换- U*I （s ）=onR s U)(⨯Rn+oi n R s U SC )(1⨯得传函为WASR （S ）=-RnCnSRnCnS RoRnSs K n n n )1()1(+-=T +T式中Kn----转速调节器的比例系，Kn=Ro Rn图2-1 双闭环直流调速系统电路原理图乙n---转速调节器的超前时间常数，乙n=RnCn2.1.2电流调节器的微分方程及传函-Uc=⎰+dtRoUCiRi RoUii**1Uc----ACR 输出端电压U*I-----输入端电压拉氏变换- -Uc(s)=RoS U CiSRi Ros Uii)(1)(**+得传函为WACR(S)=-RiCiS RiCiS RoRiZiSZiS Ki )1()1(+-=+式中Ki----电流调节器的比例系数，Ki=Ro RiZi----电流调节器的超前时间常数 Zi=RiCi2.1.3测速发电机的微分方程及传函Un----测速反馈电压 Kt---测速发电机输出斜率，表示单位角速度的输出电压 W----转子角速度 θ----转子角位移拉氏变换，得G （s ）=kts Un =Ω)(或G （s ）=ktss s Un =)()(θ)]([)()],([)()],([)(t I s t W I s t Un I s Un θθ==Ω=由上得动态方框图（2-2）Toi---电流反馈滤波时间常数Toi=1/4RoLoi。

Ton---转速反馈滤时间常数，Ton=1/4Ron α----转速反馈系数β电流反馈系数3 双闭环系统的工程校正设计方法3.1 典型系统在许多控制系统中，开环传递函数都可以用下式表示：∏∏==++=ni irmj is T ss Ks W 11)1()1(τ）（其中分子和分母上还有可能含有复数零点和复数极点。

分母Sr 项表示该系统在原点处有r 重极点，或者说，系统含有r 个积分环节。

根据r=1、2、3、….的不同数值，分别称作O 型、I 型、Ⅱ型….系统。

自控理论证证明，O 型系统稳态精度低，而Ⅲ型、Ⅳ型以上系统很难稳定。

因此，为了保持稳定性和良好的稳态精度，多用I 型和Ⅱ型系统。

1典型I 型系统传函 W （s ）=K/S （TS+1），K —系统开环增益，T —系统惯性时间常数 选择I 型系统应保证参数如下： Wc>1/T ， arctgwcT<45o于是相角稳定欲度r=180o-90o-arctgwcT=90o-arctgwcT>45o2典型Ⅱ型系统传函W （s ）=)1()12(2++TS S S K选择Ⅱ型系统应保证参数如下： 1/2<Wc 〈1/T于是相角稳定裕度：r=180o-180o+arctgwcz-arctgwcT=arctgwcZ-arctgwcT3.2 电流调节器的设计与选择3.2.1电流环校正从稳定要求上，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，如图[3-1c]图a]—b]—c 为电流环简图]可以看出，采用I 型系统就够了。

从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗干扰作用知识次要的因素。

为此，应选用典型I 型系统。

如图（3—1c ）表明，电流环的控制对象是双惯性的，要校正成典型I 型系统，显然应用用PI 型的电流调节器，传递函数为Wacr （s ）=SZ S Z K i i i )1(+，为象的大时间常极极点对消，选择Zi=Tl ，则电流环的动态结构框图如图（3—2a ）所示的典型形式，其中 KI=R Z K K i s i β，图（3—2b ）绘出了校正后的电流环的开环对数怕频特性。

上述结果是在一系列假定条件下得到的，现将假定条件归纳如下（1 电力电子变换器的纯滞后近似处理ωci ≤s T 31（2 忽略反电动势变化对电流环的动态影响ωci ≥3l m T T 1（3 电流环小惯性群的近似处理ωci ≤oi s T T 1313.2.2电流调节器的参数计算因为电流调节器参数为Ki 和Zi ，其中Zi 已选定，待定的只有Ki ，可根据需要的动态性能指标选取。

一般情况，希望超调是6％≤5％，选§=0.707，K1T ∑I=0.5则KI=Wci=∑i T 21=>Ki=∑i s l T K R T β2=βs K R2（∑i lT T ）， T∑I=Ts+Toi 。

3.3转速调节器的设计与选择1、用等效电流环节代替电流环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图（3-3a ）所示，相应环节合并代简后为图（3-3b ）所示。

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR 中（如图3-3b ）。

现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传函应有两个积分环节，所以应设计成典型Ⅱ型系统这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。

至于其阶跃响应超调量较大，那是线性系统的计算数据，实际系统中转速调节器的饱和非线性性质也会使超调量降低。

因此，ASR 也应采用PI 调节器，其佳函为：WASR=ZnSZnS Kn )1(+，这样调速系统的无环传函为：Wn （s ）=)1()1(++nS T CeTmS RZnSZnS Kn εβα令转速环开环增考长N 为KN=CeTm Zn RKn βα，则Wn(s)=)1()1(++nS T S ZnS KN ε不考虑负载扰动时，校正后的调速系统动态结构如图（3-3c ）所示，上述结果所需服从的近似条件归纳如下：Wn ≤i T KIε31,Wcn ≤Ton KI312 、转速调节器的参数计算转速调节器的参数包括Kn 和Zn ，按照典型Ⅱ型系统的参数关系，有：hh KN n hT Zn 21,+==ε因此Kn=nRT h CeTmh εαβ2)1(+ Ton=RoCon41至于中频宽h 应选择的少，要看动态性能的要求决定，一般从以选择h=5为好.3.4 典型环节的性能指标分析3.4.1典型Ⅰ型系统性能指标和参数关系由于典型Ⅰ型系统的调节只需改变开环增差K ，也就是说K 是唯一的待定参数，设计时需要按照性能指标选择参数K 的大小。

在频率特性曲线中，当Wc 〈 1/T 时，特性以-20dB/dbc 斜率穿越odB 线，系统有较好的稳定性。