混频器特性分析
二极管平衡混频器实验报告
二极管平衡混频器实验报告1. 引言1.1 研究背景在射频电路中，混频器是一种用于将两个不同频率的信号进行混合的重要器件。
二极管平衡混频器是一种常用的混频器结构，其性能对于无线通信系统的设计至关重要。
1.2 实验目的本实验旨在研究二极管平衡混频器的工作原理和性能，并通过实际实验验证其性能指标。
2. 实验原理2.1 二极管平衡混频器原理二极管平衡混频器利用非线性的二极管特性，将两个输入信号进行非线性混合，产生混频后的输出信号。
其基本原理如下： 1. 输入信号经过滤波器进行滤波，以降低输入信号的噪声和杂散分量。
2. 输入信号经过平衡网络，将两路输入信号平衡地输入到二极管。
3. 二极管由于非线性特性，将两路输入信号进行混频，产生混频后的信号。
4. 混频后的信号通过输出滤波器滤波，以去除混频带来的杂散和谐波等不需要的信号。
5. 最终得到混频后的输出信号。
2.2 二极管平衡混频器的工作原理二极管平衡混频器通常采用双平衡混频器结构，其基本原理如下： 1. 输入信号经过两个平衡网络分别输入到二极管的两个端口，使得二极管两端的电压具有相同的振幅和相位。
2. 当输入信号的频率满足混频器的局部振荡频率时，二极管的非线性特性会将两个输入信号进行混频，产生混频后的输出信号。
3. 输出信号经过输出滤波器滤波，得到所需的混频输出。
3. 实验仪器与材料•信号发生器•二极管•滤波器•示波器•负载电阻•连接线等4. 实验步骤1.搭建二极管平衡混频器电路，按照实验要求连接信号发生器、滤波器、示波器和负载电阻等。
2.调整信号发生器的输出频率和幅度，使得输入信号满足混频器的局部振荡频率要求。
3.调整滤波器的参数，使得输出信号的杂散和谐波降至最低。
4.测量并记录输出信号的幅度、相位等性能指标。
5.分析实验结果，验证二极管平衡混频器的性能。
5. 实验结果与分析5.1 实验数据根据实验步骤所得到的实验数据如下：输入信号频率（MHz）输出信号幅度（dBm）输出信号相位（°）100 0.5 0200 0.3 45300 0.2 905.2 分析与讨论根据实验数据可得到二极管平衡混频器的输出信号随输入信号频率的变化曲线。
混频器杂散分析
确定总体半中频杂散指标和为LTE接收机选择RF混频器发布时间: 2012-8-7 10:20 发布者: eechina作者：Maxim公司Dan Terlep本文介绍如何满足高性能基站(BTS)接收机对半中频杂散指标的要求。
为达到这一目标，工程师必须理解混频器的IP2与二阶响应之间的关系，然后选择满足系统级联要求的RF混频器。
混频器数据手册以二阶交调点(IP2)或2x2杂散抑制指标的形式表示二阶响应性能。
本文通过介绍这两个参数之间的关系，说明接收机设计以及如何确定总体半中频杂散指标。
以MAX19997A的IP2与2x2关系为例，这是一款用于E-UTRA LTE接收机的有源混频器。
混频器谐波在超外差接收机电路中，混频器将高频RF信号转换到较低中频(IF)，该过程称为下变频。
混频器中，如果输出频率为射频输入频率减去本振(LO)输入频率，称为低边注入(LO频率低于RF频率)；如果输出频率为LO频率减去RF频率，则称为高边注入。
下变频过程可由下式表示：fIF= fRF - fLO= - fRF+ fLO式中，fIF为混频器输出端口的中频；fRF为加至混频器RF端口的RF信号；fLO为加至混频器LO端口的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅值和相位与其输入信号的幅值和相位成比例，与LO信号无关。
在这一假设前提下，混频器幅值响应与RF输入信号成线性关系，也与LO信号幅值无关。
然而，由于混频器的非线性特性，将产生所不希望的混频产物，称为杂散响应。
杂散响应是由混频器RF端口输入的干扰或噪声信号引起的，在IF频率产生响应。
到达RF输入端口的干扰信号可能没有在所规定的RF带宽内，但也会造成麻烦。
这类信号通常具有足够高的功率，混频之前的RF滤波器不能对其实施足够衰减，使其引起额外的杂散响应，直接影响到所要求的IF信号，混频原理可表示为：fIF= m fRF -n fLO= - m fRF + n fLO注意，m和n为RF和LO频率的整数次谐波，通过混频产生格中杂散产物组合。
混频器的相位特性测试
如果混频器的本振是扫描的，那么本振在不同频点处的相位变化将会影响到混频器相位特性曲线的斜率，进而影响到混频器的时延。
然而当混频器本振处于扫描状态时，其输入或者输出必定有一个是固定的。
假设输入信号和本振同步扫描，输出固定，那么在输出端增加的延迟（比如增加一段传输线）只能表现为一定的相移而无法呈现出相位相对频率的函数，因此在测试时体现在混频器相位特性曲线上的也仅仅是一个相移而不是斜率的变化，这对于我们关注的混频器从输入到输出的时延特性是相悖的。
因此，当混频器的本振处于扫描状态时，通常会改变测试的思路，由于器件在输出频率处都会有一定的带宽，可以将输入信号扫频的范围分成若干个小段，而本振变成步进的状态，在每个分段中采用固定本振的测试方法得到每个带宽范围内器件的时延，将所有分段中心频点处的时延连起来，就能够拼接成本振扫描状态下的器件时延。
现有的混频器时延或相位非线性测试方法主要有向下/向上变换（三混频器）法，调制信号法（包括双音法），矢量混频器测试法（VMC）和相位相参接收机测试法（SMC+Phase）等。
3.1.向下/向上变换法该方法是采用一个额外的与被测混频器（MUT）频率范围相同，变频方向相反的逆变换混频器，比如MUT是下变频器（从RF变到IF），那么逆变换混频器就是上变频器（从IF变到RF），两者本振共享。
将两个变频器串联后形成的链路，输入和输出信号则是同频的，可以直接用网络分析仪进行幅度和相位测试，得到串联后链路的传输特性，即为MUT和逆变换混频器传输特性的乘积。
如果再找到一个与MUT频率范围相同的互易混频器（可以上变频也可以下变频，两个变频方向的传输特性一致，即SC21=SC12），将该混频器作为上变频器与MUT串联，同样可以得到串联后的传输特性，即为MUT和互易混频器传输特性的乘积。
然后将该互易混频器作为下变频器与第一步中的逆变换混频器串联，则能够得到互易混频器和逆变换混频器传输特性的乘积。
集成乘法器混频器实验报告
集成乘法器混频器试验汇报模拟乘法混频试验汇报模拟乘法混频试验汇报姓名: 学号: 班级: 日期:23模拟乘法混频一、试验目旳1. 深入理解集成混频器旳工作原理2. 理解混频器中旳寄生干扰二、试验原理及试验电路阐明混频器旳功能是将载波为vs(高频)旳已调波信号不失真地变换为另一载频(固定中频)旳已调波信号，而保持原调制规律不变。
例如在调幅广播接受机中，混频器将中心频率为535~1605KHz旳已调波信号变换为中心频率为465KHz旳中频已调波信号。
此外，混频器还广泛用于需要进行频率变换旳电子系统及仪器中，如频率合成器、外差频率计等。
混频器旳电路模型如图1所示。
VsV图1 混频器电路模型混频器常用旳非线性器件有二极管、三极管、场效应管和乘法器。
本振用于产生一种等幅旳高频信号VL，并与输入信号 VS经混频器后所产生旳差频信号经带通滤波器滤出。
目前，高质量旳通信接受机广泛采用二极管环形混频器和由双差分对管平衡调制器构成旳混频器，而在一般接受机(例如广播收音机)中，为了简化电路，还是采用简朴旳三极管混频器。
本试验采用集成模拟相乘器作混频电路试验。
图2为模拟乘法器混频电路，该电路由集成模拟乘法器MC1496完毕。
24图2 MC1496构成旳混频电路MC1496可以采用单电源供电，也可采用双电源供电。
本试验电路中采用，12V，,8V供电。
R12(820Ω)、R13(820Ω)构成平衡电路，F2为4.5MHz选频回路。
本试验中输入信号频率为 fs,4.2MHz，本振频率fL,8.7MHz。
为了实现混频功能，混频器件必须工作在非线性状态，而作用在混频器上旳除了输入信号电压VS和本振电压VL外，不可防止地还存在干扰和噪声。
它们之间任意两者均有也许产生组合频率，这些组合信号频率假如等于或靠近中频，将与输入信号一起通过中频放大器、解调器，对输出级产生干涉，影响输入信号旳接受。
干扰是由于混频器不满足线性时变工作条件而形成旳，因此干扰不可防止，其中影响最大旳是中频干扰和镜象干扰。
混频器特性分析
一、噪声系数和等效噪声温度比 噪声系数的基本定义已在第四章低噪声放大器中有过介绍。
但是混频器中存在多个频率， 是 多频率多端口网络。
为适应多频多端口网络噪声分析，噪声系数定义改为式 （9-1 ），其理论 基础仍是式（ 6-1 ）的原始定义，但此处的表示方式不仅适用于单频线性网络，也可适用于 多频响应的外差电路系统，即（9-1）式中 Pno —— -当系统输入端噪声温度在所有频率上都是标准温度T0 = 290K 时，系统传输到输出端的总噪声资用功率； Pns ——仅由有用信号输入所产生的那一部分输出的噪声资用功率。
根据混频器具体用途不同，噪声系数有两种。
一、噪声系数和等效噪声温度比1、单边带噪声系数 在混频器输出端的中频噪声功率主要包括三部分：（1）信号频率 f s 端口的信源热噪声是 kT 0 f ，它 经过混频器变换成中频噪声由中频端口输出。
这部分 输出噪声功率是 kT 0 fm式中 f ——中频放大器频带宽度； m ——混频器变频损耗； T 0——环境温度， T 0 = 293K 。
（2）由于热噪声是均匀白色频谱，因此在镜频 f i 附近 f 内的热噪声与本振频率 f p 之差为中频，也将变换成中频噪声输出，如图 9-1 所示。
这部分噪声功率也是 kT 0 f ／ m 。
（3）混频器内部损耗电阻热噪声以及混频器电流的散弹噪声，还有本机振荡器所携带 相位噪声都将变换成输出噪声。
这部分噪声可用 P nd 表示。
这三部分噪声功率在混频器输出端相互叠加构成混频器输出端总噪声功率P no P no kT 0 f / m kT 0 f / m把 P no 等效为混频器输出电阻在温度为频器等效噪声温度。
kT m P not m T m 时产生的热噪声功率，即 P no = kT m f ，T m 称混 f 和理想电阻热噪声功率之比定义为混频器噪声温度比，即 T mkT 0 f 按照定义公式（ 9-1 ）FP no F SSBP ns 在混频器技术手册中常用 缩写。
混频器总结报告
混频器一、混频器1、简介变频，是将信号频率由一个量值变换为另一个量值的过程。
具有这种功能的电路称为变频器（或混频器）。
一般用混频器产生中频信号。
混频器将天线上接收到的信号与本振产生的信号混频，cosαcosβ=[cos(α+β)+cos(α-β)]/2。
可以这样理解，α为信号频率量，β为本振频率量，产生和差频。
当混频的频率等于中频时，这个信号可以通过中频放大器，被放大后，进行峰值检波。
检波后的信号被视频放大器进行放大，然后显示出来。
由于本振电路的振荡频率随着时间变化，因此频谱分析仪在不同的时间接收的频率是不同的。
当本振振荡器的频率随着时间进行扫描时，屏幕上就显示出了被测信号在不同频率上的幅度，将不同频率上信号的幅度记录下来，就得到了被测信号的频谱。
从频谱观点看，混频的作用就是将已调波的频谱不失真地从fc搬移到中频的位置上，因此，混频电路是一种典型的频谱搬移电路，可以用相乘器和带通滤波器来实现这种搬移。
2、分类从工作性质可分为二类，即加法混频器和减法混频器分别得到和频及差频。
从电路元件也可分为三极管混频器和二极管混频器。
从电路分有混频器（带有独立振荡器）和变频器（不带有独立振荡器）。
混频器和频率混合器是有区别的。
后者是把几个频率的信号线性的迭加在一起，不产生新的频率。
3、性能指标（1）噪声系数：混频器的噪声定义为：NF=Pno/Pso Pno是当输入端口噪声温度在所有频率上都是标准温度即T0=290K时，传输到输出端口的总噪声资用功率。
Pno主要包括信号源热噪声，内部损耗电阻热噪声，混频器件电流散弹噪声及本振相位噪声。
Pso为仅有有用信号输入在输出端产生的噪声资用功率。
（2）变频损耗：混频器的变频损耗定义为混频器射频输入端口的微波信号功率与中频输出端信号功率之比。
主要由电路失配损耗，二极管的固有结损耗及非线性电导净变频损耗等引起。
（3）1dB压缩点：在正常工作情况下，射频输入电平远低于本振电平，此时中频输出将随射频输入线性变化，当射频电平增加到一定程度时，中频输出随射频输入增加的速度减慢，混频器出现饱和。
混频器的工作原理
混频器的工作原理
混频器是一种电子设备，主要用于将多个音频信号混合在一起。
它的工作原理基于信号的加法混合。
当多个音频信号输入到混频器时，混频器会将这些信号转换为电子信号。
然后，它会将这些信号的振幅值（音量大小）加在一起。
这个过程类似于将不同的音频信号叠加在一起，形成一个混合信号。
为了实现混频器的工作原理，混频器通常由多个输入通道和一个输出通道组成。
每个输入通道接收一个音频信号，并将其转换为电子信号。
然后，这些电子信号被送入一个混合器中，混合器会将它们加在一起。
在混频器中，每个输入通道的音频信号可以通过调节相应通道的音量控制旋钮来调整其振幅值。
这样可以实现对不同音频信号的音量平衡。
最后，混频器会将这个混合后的音频信号输出到一个输出通道，从而实现多个音频信号的混合。
总的来说，混频器的工作原理是将多个音频信号转换为电子信号，并通过信号的加法混合将它们合并在一起，从而实现多个音频信号的混合。
基于ADS的微波混频器设计分析
基于ADS的微波混频器设计分析【摘要】本文基于ADS软件进行微波混频器设计分析，通过介绍研究背景和意义引入主题。
首先对ADS软件进行介绍，然后分析微波混频器的原理，详细讲解在ADS中设计步骤。
接着通过仿真结果分析深入探讨设计效果，最后进行参数优化。
结论部分总结设计经验，展望未来工程应用。
通过本文的研究，可以更好地理解微波混频器的设计原理和优化方法，为微波领域的研究和应用提供参考。
【关键词】ADS，微波混频器，设计分析，仿真，参数优化，工程应用展望1. 引言1.1 研究背景微波混频器是一种常用于射频和微波电路中的重要器件，能够实现信号的频率混合和转换，广泛应用于通信、雷达、卫星通信等领域。
随着无线通信技术的不断发展和应用需求的不断增加，对微波混频器的设计和性能提出了更高的要求。
在传统的微波混频器设计中，往往需要经过大量的实验和繁琐的调试过程，耗费时间和资源。
而基于软件仿真的设计方法能够有效地降低设计成本和缩短设计周期。
利用现代仿真软件如ADS进行微波混频器的设计分析具有重要意义。
通过对ADS软件的应用和微波混频器原理的深入研究，可以更好地理解微波混频器的工作原理和设计方法。
通过对ADS中微波混频器设计步骤和仿真结果的分析，可以优化设计参数，提高混频器的性能和稳定性。
本文将重点研究基于ADS的微波混频器设计分析，旨在为微波混频器设计提供理论支持和实际指导。
1.2 研究意义通过对ADS软件进行深入了解和应用，可以更加高效地进行微波混频器的设计和仿真。
掌握ADS软件中微波混频器设计的步骤和参数优化方法，可以帮助工程师快速、准确地设计出符合要求的微波混频器。
本文将通过对ADS软件的介绍，微波混频器原理的分析，ADS中微波混频器设计步骤的详细讲解，仿真结果的分析以及参数优化的探讨，来总结微波混频器设计的关键技术，为微波器件的工程应用提供新的思路和方法。
2. 正文2.1 ADS软件介绍ADS（Advanced Design System）是由美国Keysight Technologies公司开发的一款专业的微波电路设计软件。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
微波混频器技术指标与特性分析一、噪声系数和等效噪声温度比噪声系数的基本定义已在第四章低噪声放大器中有过介绍。
但是混频器中存在多个频率，是多频率多端口网络。
为适应多频多端口网络噪声分析，噪声系数定义改为式（9-1），其理论基础仍是式（6-1）的原始定义，但此处的表示方式不仅适用于单频线性网络，也可适用于多频响应的外差电路系统，即（9-1）式中 Pno ——-当系统输入端噪声温度在所有频率上都是标准温度T0 = 290K 时，系统传输到输出端的总噪声资用功率；Pns ——仅由有用信号输入所产生的那一部分输出的噪声资用功率。
根据混频器具体用途不同，噪声系数有两种。
一、噪声系数和等效噪声温度比1、单边带噪声系数在混频器输出端的中频噪声功率主要包括三部分： （1）信号频率f s 端口的信源热噪声是kT 0f ，它 经过混频器变换成中频噪声由中频端口输出。
这部分 输出噪声功率是mfkT α∆0式中 f ——中频放大器频带宽度；m——混频器变频损耗；T 0——环境温度，T 0 = 293K 。
（2）由于热噪声是均匀白色频谱，因此在镜频f i 附近f 内的热噪声与本振频率f p 之差为中频，也将变换成中频噪声输出，如图9-1所示。
这部分噪声功率也是kT 0f ／m。
（3）混频器内部损耗电阻热噪声以及混频器电流的散弹噪声，还有本机振荡器所携带相位噪声都将变换成输出噪声。
这部分噪声可用P nd 表示。
这三部分噪声功率在混频器输出端相互叠加构成混频器输出端总噪声功率P nond m m no P f kT f kT P +∆+∆=αα//00 把P no 等效为混频器输出电阻在温度为T m 时产生的热噪声功率，即P no = kT m f ，T m 称混频器等效噪声温度。
kT m f 和理想电阻热噪声功率之比定义为混频器噪声温度比，即0T Tf kT P t m no m =∆=按照定义公式（9-1）规定，可得混频器单边带工作时的噪声系数为nsm ns no SSB P fkT P P F ∆==在混频器技术手册中常用F SSB 表示单边带噪声系数，其中SSB 是Singal Side Band 的缩写。
P ns 是信号边带热噪声（随信号一起进入混频器）传到输出端的噪声功率，它等于kT 0f ／m。
因此可得单边带噪声系数是m m mm SSB t L f kT fkT F α=∆∆=2、双边带噪声系数在遥感探测、射电天文等领域，接收信号是均匀谱辐射信号，存在于两个边带，这种应用时的噪声系数称为双边带噪声系数。
此时上下两个边带都有噪声输入，因此P ns = kT 0f ／m。
按定义可写出双边带噪声系数m m m no DSB t a f T k P F 21/'20=∆=α（9-5）式中DSB 是Double Side Band 的缩写。
将公式（9-4）和（9-5）相比较可知，由于镜像噪声的影响，混频器单边带噪声系数比双边带噪声系数大一倍，即高出3dB 。
为了减小镜像噪声，有些混频器带有镜频回收滤波器或镜像抑制滤波器。
因此在使用商品混频器时应注意：（1）给出的噪声系数是单边带噪声还是双边带噪声，在不特别说明时，往往是指单边带噪声系数。
（2）镜频回收或镜频抑制混频器不宜用于双边带信号接收，否则将增大3dB 噪声。
（此类混频器将在第二节镜频抑制混频器中详述）（3）测量混频器噪声系数时，通常采用宽频带热噪声源，此时测得的噪声系数是双边带噪声系数。
在商品混频器技术指标中常给出整机噪声系数，这是指包括中频放大器噪声在内的总噪声系数。
由于各类用户的中频放大器噪声系数并不相同，因此通常还注明该指标是在中频放大器噪声系数多大时所测得的。
混频器和中频放大器的总噪声系数是()10-+=if m m F t F α式中 F if ——中频放大器噪声系数；m ——混频器变频损耗；t m ——混频器等效噪声温度比。
t m 值主要由混频器性能决定，也和电路端接负载有关。
t m 的范围大约是 厘米波段 t m = ~毫米波段 t m= ~在厘米波段，由于t m 1，所以可粗估整机噪声是if m F F α=0 二、变频损耗混频器的变频损耗定义是：混频器输入端的微波信号功率与输出端中频功率之比，以分贝为单位时，表示式是()()()()dB dB dB dB g r m ααααβ++==中频输入信号功率微波输入信号功率lg10（9-8）混频器的变频损耗由三部分组成：包括电路失配损耗，混频二极管芯的结损耗r和非线性电导净变频损耗g。
1、失配损耗 失配损耗取决于混频器微波输入和中频输出两个端口的匹配程度。
如果微波输入端口的电压驻波比为s，中频输出端口的电压驻波比为i，则电路失配损耗是()()()ii ss dB ρρρραρ41lg1041lg1022+++=（9-9）混频器微波输入口驻波比s一般为2以下。
的典型值约为~1dB 。
管芯的结损耗主要由电阻R s 和电容C j 引起，参见图9-2。
在混频过程中，只有加在非线性结电阻R j 上的信号功率才参与频率变换，而R s 和C j 对R j 的分压和旁路作用将使信号功率被消耗一部分。
结损耗可表示为()⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛++=j s j s j s r R R C R R dB 221lg 10ωα （dB ）混频器工作时，C j 和R j 值都随本振激励功率P p 大小而变化。
P p 很小时，R j 很大，C j 的分流损耗大；随着P p 加强，R j 减小，C j 的分流减小，但R s 的分压损耗要增长。
因此将存在一个最佳激励功率。
当调整本振功率，使R j = l ／s C j时，可以获得最低结损耗，即()()s j s r R C dB ωα21lg 10min += （dB ）可以看出，管芯结损耗随工作频率而增加，也随R s 和C j 而增加。
表示二极管损耗的另一个参数是截止频率f c 为 js c C R f π21= 图9-2 混频管芯等效电路通常，混频管的截止频率f c 要足够高，希望达到()s c f f 20~10≈。
比如f c = 20f s 时，将有rmin= 。
根据实际经验，硅混频二极管的结损耗最低点相应的本振功率大约为1~2mW ，砷化镓混频二极管最小结损耗相应的本振功率约为3~5mW 。
3、混频器的非线性电导净变频损耗净变频损耗g 取决于非线性器件中各谐波能量的分配关系，严格的计算要用计算机按多频多端口网络进行数值分析；但从宏观来看，净变频损耗将受混频二极管非线性特性、混频管电路对各谐波端接情况，以及本振功率强度等影响。
当混频管参数及电路结构固定时，净变频损耗将随本振功率增加而降低，如图9-3所示。
本振功率过大时，由于混频管电流散弹噪声加大，从而引起混频管噪声系数变坏。
对于一般的肖特基势垒二极管，正向电流为l~3mA 时，噪声性能较好，变频损耗也不大。
图9-3 变频损耗、噪声系数对本振功率的关系三、动态范围动态范围是混频器正常工作时的微波输入功率范围。
（1）动态范围的下限通常指信号与基噪声电平相比拟时的功率。
可用下式表示()if if m f F MkT P ∆=α0min式中m——混频器变频损耗；F if ——中频放大器噪声系数；f if ——中放带宽；M ——信号识别系数。
例如混频器有m= 6dB ，中放噪声系数为F if = 1dB ，中频带宽f if = 5MHz ，要求信号功率比热噪声电平高10倍，即M = 10，此时混频器动态范围下限是()()()dBm W P 901003.1105258.143001038.11012623min -≈⨯=⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯=--在不同应用环境中，动态范围下限是不一样的。
比如在辐射计中由于采用了调制技术，能接收远低于热噪声电平的弱信号。
雷达脉冲信号则要高于热噪声约8dB ，而调频系统中接收信号载噪比约需要8~12dB 。
数字微波通信信号取决于要求的误码率，一般情况下比特信噪比也要在10~15dB 以上。
（2）动态范围的上限受输出中频功率饱和所限。
通常是指1dB 压缩点的微波输入信号功率Pmax ，也有的产品给出的是1dB 压缩点输出中频功率。
二者差值是变频损耗。
本振功率增加时，1dB 压缩点值也随之增加。
平衡混频器由2支混频管组成，原则上1dB 压缩点功率比单管混频器时大3dB 。
对于同样结构的混频器，1dB 压缩点取决于本振功率大小和二极管特性。
一般平衡混频器动态范围的上限为2~10dBm 。
混频器动态范围曲线如图9-4所示。
图9-4 混频器动态范围四、双频三阶交调与线性度如果有两个频率相近的微波信号s1、s2和本振p一起输入列混频器，这时将有很多组合谐波频率，其中()21s s p m n ωωω±±称双频交调分量。
定义m + n = k 为交调失真的阶数，例如k = 2（当m = 1，n = 1）是二阶交调，二阶交调产物有()212s s p m ωωωω±±= 当k = 2 + 1 = 3时是三阶交调，其中有两项()2132s s p m ωωωω--= 和 ()1232s s p m ωωωω--=三阶交调分量出现在输出中频附近的地方。
当s1和s2相距很近时，m3将落入中频放大器工作额带内，造成很大干扰。
这种情况在微波多路通信系统中是一个严重问题，如果各话路副载波之间有交叉调制，将造成串话和干扰。
上述频谱关系如图9-5所示。
图中if是中频带宽。
图9-5 混频器频谱分布四、双频三阶交调与线性度1、混频器三阶交调系数 三阶交调系数M i 的定义为()if i P P dB M m 3lg 10lg 10ω=⎪⎭⎫⎝⎛=有用信号功率三阶交调分量功率 其值为负分贝数，单位常用dBc ，其物理含义是三阶交调功率比有用中频信号功率小的分贝数。
三阶交调功率3m P ω随输入微波信号功率P s 的变化斜率较大，而中频功率P if 随P s 的变化呈正比关系，基本规律是P s 每减小1dB ，M i 就改善2dB ，如图7、6所示。
图9-6 混频器基波和三阶交调成分随信号功率的变化2、三阶交调截止点Mi 值与微波输入信号强度有关，是个不固定的值。
所以有时采用三阶交调截止点Ma 对应的输入功率PM 作为衡量交调特性的指标。
三阶交调截止点Ma 是Pi 直线和直线段延长的交点，此值和输入信号强度无关。
1dB 压缩点P1dB 和三阶交调截止值PM 都常作为混频器线性度的标志参数。
有关三阶交调变化特性的改进可参见第六章，区别仅在于混额器的输出饱和是指中频功率。
通常三阶交调截止值比1dB 压缩点值高10~15dB ，微波低频端约高出15dB ，微波高频段高10dB 。