改进型倍流整流式ZVS三电平DC-DC变换器
改进型倍流整流式ZVS三电平DC—DC变换器
中 图分 类 号 ：Ｍ ４ Ｔ ６
文 献 标 志码 ： Ａ
文章 编 号 ：Ｎ１— ４ ０ ２ １ ）５ ０ ２ — ７ Ｃ ２ １２ （０ １０ — ０ ５ ０
引 言
近 年来 ， 着个 人 电子 计算 机 、 随 通信 电源 、 小 微
２ ／０Ａ， ０ ｋ ｚ的实 验 样 机 对 变 换 器 原 理 进 行 ４ Ｖ １ ８ Ｈ 了验 证 。
重 的 电磁 干 扰 等 。在 这 种 情况 下 ， 软开 关 技 术 应 运
而生 ㈣ 。
为 了使 电气 设 备更 加 绿 色 环保 ， 些 世 界 性 的 一 学术 组 织 制定 了一 些 限制 输 人 电流谐 波 的标 准 ， 为 了 达 到这 些标 准 。广 泛 采 用 了功 率 因数 校正 技 术 ， 但 采 用这 项 技术 后 ，直 流母 线 电压 通 常会 达 到 ８ ０ ０
通 。此 时 ＝ ， 隔 电容 上 电压 凸使 减 小 ， Ｏ阻 副边 电流 ｉ也 随之 减 小 ， 因此 。 始 导 通 ， 于 Ｄ 开 由 ｍ和
Ｄ 同时导 通 ， 砣 变压 器 副 边 电压变 为 零 ， 边 电压 也 原
被 钳位 在零 ， 阻隔 电容 和 变 压器 漏感 谐 振 。在 这 个 开 关模 态 内 ， 个 滤 波 电感 上 的 电 压 均 为一 ， 两 所
充 电 ， 的 电 压 上 升 。ｔ时 刻 ，ａ上 升 到 ／ ，ｏ Ｍ ２ Ｍ４
（＝ ２ ）÷ ｆ ，ｆ一 （ ） ） （ 一
Ｌ． ｆ２
（ ４ ）
１３ 模态 ３ ．
ｔ 时刻 ， 断 Ｑ ， 关 ｚ电感 折算 到变 压 器原 边 和 变 压 器漏 感 共 同 与 ， 谐 振 ， 给 充 电 ， 同时 通 过 给 放 电 ， ２ Ｃ 使 Ｑ 近似 为零 电压 关 断 。 ｃ和 。 在 ｔ 时刻 ，Ｑ上 升 到 ２ ，。下 降 到 ０ Ｕ ０ 此 ， ｏ＝ ，
改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器的参数设计及优化
改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器的参数设计及优
化
王建冈;阮新波
【期刊名称】《盐城工学院学报：自然科学版》
【年(卷),期】2001(014)002
【摘要】分析了改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器的原理，给出了参数选择原则和优化方法，使变换器的主开关管在较宽的负载范围内实现ZVS，副边无占空比丢失，副边整流二极管实现自然换流，无尖峰电压。
【总页数】6页(P22-26,39)
【作者】王建冈;阮新波
【作者单位】南京航空航天大学航空电源重点实验室，江苏南京210016;盐城工学院电气工程系，江苏盐城224003
【正文语种】中文
【中图分类】TN624
【相关文献】
1.改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器的参数设计及优化 [J], 王建冈;阮新波
2.改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器 [J], 王建冈;陈乾宏;阮新波
3.改进型倍流整流方式ZVS PWM全桥变换器的设计 [J], 王建冈;阮新波;陈乾宏
4.倍流整流方式ZVS PWM全桥变换器的控制系统设计 [J], 孙强;郑湘渝;余娟
5.无损吸收倍流整流ZVS PWM 全桥变换器 [J], 段东东;郭庆吉;姬军鹏
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两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较移相全桥ZVS-PWM变换器是一种高效率、高可靠性的DC-DC变换器，其拓扑结构复杂，但是具有很好的电路性能和电气参数。
在实际应用中，有多种不同的移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑可供选择。
本篇文章将比较两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑，分别是基于全桥拓扑的变换器和基于三电平全桥拓扑的变换器。
1. 基于全桥拓扑的变换器基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是最常用的拓扑结构。
该拓扑结构具有轻松实现基本ZVS动作的优点，无需使用任何复杂的电路，而且具有较好的成本和设计灵活性。
在实际应用中，基于全桥拓扑的变换器通常需要使用一些辅助电路，以解决谐振现象。
优点：①电路操作简单，易于实现。
②交流侧的损耗较小。
③实现高功率密度。
缺点：①输出电压受交流电源电压的波动影响较大。
②峰值应力程度较高。
2. 基于三电平全桥拓扑的变换器基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是近年来发展较快的一种拓扑结构。
该拓扑结构下，采用更多的功率器件以及更加复杂的电路拓扑，在谐振问题的处理方面具有重要的优势。
目前该拓扑结构在风能、太阳能等领域得到了广泛应用。
优点：①基本消耗无谐振的电路，减小了电路的开关损耗。
②输出电压呈三级结构，可轻松实现多种电压调节方式。
缺点：①开关器件数目增加，造成电路设计和控制难度大。
②在高频控制时可能造成比较强的谐振噪声。
综上所述，两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑各有优缺点，在选择时应根据实际应用需求进行评估。
虽然基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器在谐振问题上更加优越，但其电路复杂度和控制难度也更大，适用于高要求的应用场景。
而基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器则相对简单易用，更适用于低功率应用。
数据分析是一种通过数学和统计学方法对数据进行分析和解释，以准确判断数据的意义和价值的方法。
在实际工作中，数据分析在市场调研、销售预测、风险管理、财务报表分析等领域都发挥着重要作用。
带有箝位二极管的ZVS全桥三电平DC／DC变换器的研究
通 镌 电 潦 ．
２０ ０ ６年 ７月 ２ 日第 ２ ５ ３卷第 ４ 期
】 ｜ ：
Ｊ １２ ， ０ ６ ｏ．２ ｏ ｕ． ５ ２ ０ ，Ｖ １ ３ Ｎ ．４
Ｔｅ ｃ ｍ ｏ ｒ ｃ ｎ ｌｇｅ ｌ ｏ Ｐ ｗｅ ｈ ｏ ｉ ｅ Ｔｅ ｏ ｓ
ｐ ｉｃ ｌ ｉ ｇｖｒ Ｍｏ ｅｖｒｔｅｒｓＩ ｏ ｉ ｌｔ ｎｖ ｄ ｙｔｅｔｅｒ ｃｕａｅ ｒ ｉ ｅｓ ｉ Ｌ ｎ ｐ ｅ ｒｏ ｅ ｈ ｅｕｔ ｆ ｍｕａｉ ｅ ｆ ｈｏ ｙｉ ａｃ ｒｔ． ｓ ｏ ｈ ｓ
Ｋｅ ｒ ｓ ｌｍｐ ｎ ｉ ｄ ； ＶＺ ； ｈ ｅ －ｅ ｅ ｏ ｖ ｒ ｅ ｙ ｗｏ ｄ ：ｃａ ｉ ｇ ｄｏ ｅ Ｚ ＣＳ ｔ ｒ ｅ ｌｖ ｌｃ ｎ ｅ ｔ ｒ
全桥 三 电平 （ ｕｌ ｒ ｇ ｒｅ Ｌ ｖ ｌ Ｂ ＴＬ） 换 Ｆ ｌｂ ｉ ｅＴｈ ｅ ｅ ｅ，Ｆ — ｄ 变 器 。Ｆ Ｂ ＴＬ变换 器 结合 了 Ｆ Ｂ变 换 器 和 ＴＬ变换 器各
该 三 电平 Ｄ Ｄ Ｃ／ Ｃ变 换器 的主 电路 。在 该方 式 下 ， 、 Ｑ２ Ｑ７ 的导通 和关 断 时 间相 同 ， 、 、 的导通 和关 、 Ｑ６ 断 时 间也 相 同 ， 且其 关 断 时 间 分别 比 Ｑ 、 滞 后 ， 并 Ｑ４ 由此 称先 关 断 的 Ｑ。 Ｑ 为 超前 管 ， 关 断 的 ６只开 关 、４ 后 管 为滞后 管 。在一 个 开关周 期 内 ， 变换 器有 １ 种 开 该 ６ 关模 态 ， 各开 关模 态 的波形 如 图 ２所 示 ， 同开关 模态 不 下 的等效 电路分别 如 图 ３所示 。
的 Ｚ 。 ＶＳ
’ ＇ Ｑ
Ｉ
ｌ
图 １ 主 电路 拓 扑 结 构
为方便 分 析 ， 如 下 假设 ： １ 开 关 器 件 通 态压 降 作 （）
直接驱动倍流同步整流ZVS三电平直流变换器
第４ ２卷 第 ５期
２０ ０ ８年 ５ 月
电 力 电 子 技 术
Ｐｏ ｒＥｌｃ ｒ ｎ ｃ ｗｅ ｅ ｔｏ ｉ ｓ
Ｖｏ ．２．Ｎｏ５ １ ４ ．
Ｍ ａ ２０ ｙ． ０８
直接驱动倍流同步整流 Ｚ Ｓ 电平直流变换器 Ｖ 三
孙 强 ， 雄 伟 ，王 阳 ，刘 宝辉 许
Ｌ； 滤 波 电容 Ｇ足 够 大 ， 出电压 为一 定值 。 ｒ ③ 输
式 利用 移相 全桥 拓 扑 中主 开 关管 的驱 动信 号 ，经 逻
辑 组合 作为 同步 整流 管 的驱动 信 号Ｉ， ５ 然而 组 合逻 辑 ］ 电路 中 的延 时 和 冒险 或 竞 争 等 现 象 会 影 响其 实 用 性。 而在 直接 驱 动 的外驱 动方 式 中 ， 接采 用主 开 关 直 管 的驱动 信 号作 为 同步整流 的驱动 信 号 ， 白驱 动 与 方式 相 比 ．省去 了为 获取驱 动 信号 而采 用 的变 压 器
出 ２ ／０Ａ样机验证了该变换器 原理及 可行性 ， ４Ｖ ３ 最后给 出了实验波形 。
关键 词 ： 换 器 ： 流 ：驱 动 ； 波 ／ 电平 变 整 滤 ｊ
中 图分 类 号 ： Ｍ４ Ｔ ６ 文献 标 识 码 ： Ａ 文 章 编 号 ：０ ０ １０ ２ ０ ） ５ ０ ０ － ３ １ ０ － ０ Ｘ（ ０ ８ ０ － ０ ７ ０
（ Ｌ）ＤＣ／ ｏ ｖ ｎ ｒｉ ｐ ｅｅ ｔｄＺＶ ａ ｃ ｉｖ ｄ ｆｒａｌｈ ｉ ｗｉ ｈ ｓｉ ｄ ｏ ｄｒｎ ｅｗｉ ｈ ｓｇ ｆｔｅ Ｔ ＤＣ ｃ ｎ ｅ ｅ ｓ ｒｓｎｅ ． Ｓ ｗ ｓａ ｈｅ ｅ ｏ ｌ ｔｅｍａｎｓ ｔ ｅ ｎａｗｉｅｌａ ａ ｇ ｔ ｔｅｕ ａ ｅｏ ｃ ｈ ｈ
同步 整流 技术越 来 越广 泛地 应用 在低 压 、大 电
一种新型倍流整流方式ZVS三管推挽直流变换器
摘 要:提出了一种新型倍流整流方式 ＺＶＳ 三管推挽直流变换器ꎬ其拓扑结构是在传统推挽变 换器变压器一次侧与输入电源之间增加一个辅助开关管ꎻ二次侧采用倍流整流电路ꎮ 分析了 电路的工作原理和开关管 ＺＶＳ 实现情况ꎬ通过样机对变换器原理进行了验证ꎮ 该变换器具有 结构简单ꎬ能够适用于大电流输入输出应用的特点ꎬ变换器主管可在宽负载范围下实现 ＺＶＳꎬ 辅助管也可以在较宽负载内实现 ＺＶＳꎮ 关键词:直流电源ꎻ倍流整流ꎻ三管推挽变换器ꎻ零电压开关ꎮ 中图分类号:ＴＭ４６ 文献标志码:Ｂ 文章编号:１６７１￣５２７６(２０１８)０５￣０２２８￣０４
推挽正激变换器变换了常见推挽结构绕组的位置ꎬ在 开关电路串入电容控制关断时刻的电压上升率ꎮ 它能很 好完成开关管在关断时刻对其电压尖峰的限制ꎬ缺陷在于 没有实质解决开关管的软开关问题ꎮ
谐振推挽变换器是 在 副 边 加 入 一 个 ＬＣ 谐 振 单 元ꎮ 当 ＬＣ 谐振单元工作周期近似开关管开通时间时[１] ꎬ开关 管能够完成零电压开通和零电流关断ꎬ但这导致了输出电 压不可调ꎮ
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ: ｄｉｒｅｃｔ－ｃｕｒｒｅｎｔ ｐｏｗｅｒꎻ ｃｕｒｒｅｎｔ－ｄｏｕｂｌｅ－ｒｅｃｔｉｆｉｅｒꎻ ｔｈｒｅｅ－ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ ｐｕｓｈ－ｐｕｌｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒꎻ ｚｅｒｏ－ｖｏｌｔａｇｅ－ｓｗｉｔｃｈ
０ 引言
随着直流电源技术不断发展ꎬ其软开关技术的研究不 断深入ꎮ 通过实现软开关的方法ꎬ可以减小开关损耗ꎬ降 低电磁干扰ꎬ提高功率密度ꎮ 在此领域研究较多的为移相 全桥软开关技术ꎮ 推挽电路具有结构简单ꎬ适用于大电流 输入场合的优点ꎬ但其软开关技术研究相对较少ꎮ 研究较 多的有推挽正激变换器、增加谐振环节的推挽变换器、有 源箝位推挽变换器等ꎮ
电路拓扑结构如图 １ 所示ꎬ其中 Ｓ１ －Ｓ３ 为功率开关管ꎬ Ｄ１ －Ｄ３ 和 Ｃ１ －Ｃ３ 分别为 Ｓ１ －Ｓ３ 的寄生二极管以及结电容ꎬ
全桥硬开关.ZVS同步整流创造转换效率的高峰
全桥硬开关ZVS ZCS同步整流创造DC/DC效率的高峰在了解美国优秀DC/DC制造商的产品及技术时，发现银河公司（Galaxy power）的DC/DC给出了最高的转换效率。
我们测试了它的工作波形，并且画出了它的等效电路，测试转换效率，在48V输入时，高达94%以上。
下面给出其原理电路和工作波形。
见图1和图2。
图1 Galaxy公司150W半砖DC/DC变换器原理电路图2 工作波形图经过对电路的分析，对照，我们总结出下面若干条技术特色。
1．初级侧硬开关全桥电路拓扑，PWM IC为UCC3808A，四只功率MOSFET为VISHA Y公司最优秀的MOSFET 为Si4480，耐压80V，导通电阻9mΩ,开关速度为30ns,工作频率200khz。
从Vin+~Vin-回路中没有设置电流取样回路。
从而没有取样电阻的损耗。
2．次级侧采用ZVS ZCS同步整流，驱动信号由UCC3808A给出，经高速光耦传至二次侧，同步整流MOSFET为Si4840导通电阻为3mΩ，每侧四只并联共计8只，同步整流只有导通损耗及驱动损耗。
3．变压器及输出滤波电感体积取得较大。
磁密，电密都较低。
大电流为铜片组成的绕组。
绝缘层占的磁心窗口面积很小，大部分为导体。
4．采用了小型8引线的微处理器，型号为MICROCHIP公司的PIC12C671小MCU,该芯片为SO-8封装，它控制了输入过压，欠压关断，输出过流保护，输出短路保护，输出过压保护以及半砖DC/DC的过热保护。
ON/OFF端的控制也由小MCU完成，但外围元件很少。
从其中我们看到如下几点：1．对电压较高电流较小时，加上最新科技的MOSFET，硬开关状态损耗并不大。
2．对低电压大电流（5V 30A 150W）时，软开关的同步整流效果十分明显，对效率的提升起到了很大作用。
3．MOSFET的三大技术指标，导通电阻，栅驱动电荷及开关速度是最大的影响效率的因素。
优秀的MOSFET不仅导通电阻极低，而且栅驱动电平低，电荷少，开关速度快，是提升转换效率之关键因素。
一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法
一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法三电平DC-DC变流器是一种常见的电力电子装置，用于转换电压等电力信号。
它的拓扑电路和共模电压抑制方法是关键技术，本文将详细论述该方面内容。
【引言】三电平DC-DC变流器是一种高效率、高性能的电力转换器，广泛应用于新能源发电、电动汽车驱动系统等领域。
其拓扑电路和共模电压抑制方法对性能和可靠性有着重要影响。
【拓扑电路】三电平DC-DC变流器的拓扑电路基本包括两个半桥逆变器和一个中性点充电电容。
通过控制两个半桥逆变器的开关状态，实现对输出电压的调节和转换。
该拓扑电路具有较高的电压转换效率和功率密度，适用于高功率应用。
【工作原理】三电平DC-DC变流器的工作原理是通过多级电平的输出，实现对输出电压的精确控制。
具体而言，当两个半桥逆变器的开关状态等效为不同的电平时，可得到多种输出电压级别。
通过适当调节开关状态，可以实现输出电压的平滑连续调节。
【共模电压抑制方法】在三电平DC-DC变流器中，共模电压是一个常见的问题。
共模电压是指在输出端和地之间的电压差，会影响到系统的性能和稳定性。
为了抑制共模电压，可以采用以下方法：1. 控制开关动态：通过合理控制半桥逆变器的开关状态，可以有效减小共模电压。
例如，可以采用交错控制方法，使得开关动态合理分布，减少共模电压的生成。
2. 中性点平衡控制：通过控制中性点充电电容的充放电过程，实现对共模电压的抑制。
可以采用多种控制方法，如自适应控制、PI控制等，保持中性点电压稳定，从而减小共模电压。
3. 滤波器设计：合理设计输出端的滤波器结构，可以有效滤除共模电压。
常用的滤波器包括LCL滤波器、无源滤波器等，可以通过优化滤波器参数来提高共模电压抑制效果。
【总结】三电平DC-DC变流器的拓扑电路和共模电压抑制方法是该领域的重要研究内容。
拓扑电路采用双半桥逆变器结构，通过精确控制开关状态实现多电平输出。
共模电压抑制方法包括控制开关动态、中性点平衡控制和滤波器设计等。
一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法 -回复
一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法-回复“一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法”引言：随着新能源技术的迅速发展，直流电能的应用越来越广泛。
其中，三电平dcdc变流器作为一种常用的电能转换器，可以实现高效率、高可靠性的能量转换。
本文将介绍一种三电平dcdc变流器的拓扑电路及共模电压抑制方法。
第一部分：三电平dcdc变流器的拓扑电路三电平dcdc变流器采用了一种特殊的拓扑结构，能够将直流电源的电压转换为输出电压。
其基本拓扑电路如下：Vdc/，-. ,\ /Iin S1 L1 BT/ \-' '` Vout其中，Vdc为直流电源的电压，Iin为输入电流，S1为开关1，L1为电感，BT为双向开关，Vout为输出电压。
第二部分：共模电压抑制方法在三电平dcdc变流器的运行过程中，由于系统的非线性特性，会产生一些共模电压，给系统带来干扰。
为了抑制这些共模电压，可以采用以下方法：1. 改进开关模式控制策略：传统的开关模式控制策略容易产生较大的共模电压。
可以通过改进控制策略，减小开关频率，降低开关切换带来的电压干扰。
2. 优化滤波电路：合理选择滤波电容和电感参数，可以减小共模电压的产生。
通过降低电容和电感的频率响应，降低共模电压的幅值。
3. 采用绕线剥离技术：在设计电感和变压器时，可以采用绕线剥离技术，将电感和变压器的绕线分离开来，减小共模电压的影响。
4. 使用磁性材料：在设计变压器和电感时，可以使用具有高磁导率的磁性材料，提高磁耦合效率，减小共模电压的产生。
5. 使用干扰抑制电路：在输出端添加合适的干扰抑制电路，可以有效地抑制共模电压的干扰。
结论：三电平dcdc变流器是一种高效率、高可靠性的电能转换器，可以将直流电源的电压转换为输出电压。
然而，在其运行过程中，受系统的非线性特性影响，会产生共模电压干扰。
通过采用改进开关模式控制策略、优化滤波电路、绕线剥离技术、使用磁性材料和添加干扰抑制电路等方法，可以有效地抑制共模电压的产生，提高系统的稳定性和可靠性。
ZVS三电平DCDC变换器的研究
华中科技大学硕士学位论文ZVS三电平DC/DC变换器的研究姓名：李小兵申请学位级别：硕士专业：电力电子与电力传动指导教师：李晓帆20060428摘 要直流变换器是电力电子变换器的重要组成部分，软开关技术是电力电子装置向高频化、高功率密度化发展的关键技术，成为现代电力电子技术研究的热点之一。
由于对电源设备电磁兼容的要求的提高，一般在电源设备中都要加入功率因数校正环节，导致后继开关管电压应力的提高。
三电平直流变换器相应提出，主开关管的电压应力为输入直流电压的一半。
使得三电平直流变换器一提出就得到全世界电源专家和学者的重视，短短十几年内，相继提出许多种改进型三电平直流变换器，包括半桥式和全桥式。
根据主开关管实现软开关的不同，将三电平直流变换器分为零电压软开关和零电压零电流软开关。
本文首先给出了基本半桥式三电平DC/DC变换器，详细分析了其工作原理，讨论了主要参数的设计和由于次级整流二极管的反向恢复导致主开关管的电压尖峰。
接着给出一种带箝位二极管的改进型半桥式三电平DC/DC变换器。
文中给出了Saber软件的仿真结果，进一步证明改进方案的正确性和可行性。
针对前面讨论的两种半桥式三电平DC/DC变换器，设计了实验电路来验证理论分析的正确性，文中给出了实验结果。
接着研究了一种新型ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器，文中详细讨论了该变换器的工作原理，讨论了主要参数的设计过程，给出了仿真结果。
最后，设计了一台实验装置来验证理论分析的正确性，给出了实验结果，说明了主开关管可以在全负载范围内实现零电压软开关，变换器的效率在输入电压高端较高，并且次级整流二极管实现了零电流开关，二极管电压应力为输出电压的2倍。
本文通过理论分析、仿真研究和实验验证，证实了半桥式三电平DC/DC变换器的优越性能，改进型的半桥式三电平DC/DC变换器比较好地消除了主开关管上的电压尖峰。
ZVS三电平LLC谐振型DC/DC变换器良好的性能，使得在有掉电维持时间限制的场合得到广泛应用。
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图1改进型ZVS全桥三电平变换器
在详细分析改进型倍流整流式ZVS三电平变换器的工作过程之前,作如下假设:①所有的开关管、二极管、电容、电感均为理想元件;②C1=C2=C3= C4,C5=C6;③分压电容C d1,C d2足够大且相等,它们均
分输入电压,可以认为是一个电压值为U in/2恒压源;④飞跨电容C ss足够大,其电压基本不变,为U in/ 2;⑤输出滤波电感足够大,可认为输出为一个理想
的恒流源I o。
该变换器每半个周期内有8个工作模态,电路的主要波形如图2所示。
下面对变换器的各个工作模式进行分析。
t1时刻以前(模态0),Q1,Q2和Q6导通,ab两点间的电压U ab=U in,副边D R2导通,原边向副边传递能量。
副边i Lf1线性增大,i Lf2线性下降。
t1时刻,关断Q1,电感L f1折算到变压器原边和变压器漏感共同与C1,C4谐振,给C1充电,并通过C ss给C4放电,Q1近似为零电压关断,i p给阻隔电容C b充电,C b的电压上升。
t2时刻,u C1上升到U in/2,u C4下降到0,中点钳位二极管D7自然导通。
副边电感L f1上的电流继续线性增加,电感L f2上的电流继续线性减小。
(1)
(2)
图2变换器主要波形图
D7,Q2和Q6导通,ab两点间的电压U a b=U in/2,原边继续向副边传递能量。
(3)
(4)
t3时刻,关断Q2,电感L f1折算到变压器原边和变压器漏感共同与C2,C3谐振,给C2充电,同时通C ss给C3放电,C2和C3使Q2近似为零电压关断t4时刻,u C2上升到U in/2,u C3下降到0,U a b=0,此,滤波电感L f1电流达到最大值。
(5)
(6)
其中,,L lk为变压器漏感。
在这个开关模态中
时刻,i=i,则
导通后,将Q5两端电压钳位在零
在这个模态中,U=-U (a)开关模态0(t0,t1)
(b)开关模态1(t1,t2)
(c)开关模态2(t2,t3)
(d)开关模态3(t3,t4)
(e)开关模态4(t4,t5)
(f)开关模态5(t5,t6)(g)开关模态6(t6,t7)
(h)开关模态7(t7,t8)
(i)开关模态8(t8,t9)
图3改进型三电平ZVS变换器半周期内的模态图
则
(11)
式中:T s是开关周期;f s是开关频率;D3L是变换器输出高电平的占空比,即D3L=2(t1-t0)/T s。
超前管和
,在这段固定的
其中D zero=2T zero/T s。
由上述三个公式可以看出,负载电流越大
其中L r是输出滤波电感折算到原边与变压器漏感组成的谐振电感。
可以看出辅助网络可以为实
开关。
(a)10%额定负载下Q6(b)额定负载下Q6
的驱动与漏源电压的驱动与漏源电压(c)10%额定负载下u ab电压波形(d)额定负载下u ab电压波形
(e)10%额定负载下变压器(f)额定负载下变压器
副边电压波形副边电压波形
图4变换器在额定负载和轻载下的工作波形
由前面分析可知,在额定负载时,滞后臂不容易实现零电压开关,所以在滞后桥臂增加了辅助网络,帮助其实现零电压开关。
图4(b)为本变换器在额定负载下的滞后管Q6的驱动信号和漏源电压波形。
由图可知,在驱动电压上升之前,滞后管Q6漏源电压已经降为零;在漏源电压仍为零的时候,驱动
图5改进拓扑实验样机的效率曲线
图5所示为变换器的效率曲线,可见变换器满载时效率可达到85.2%。
通过上述波形及实验结果证明,本文提出的改进型倍流整流式ZVS三电平变换器能够使变换器在较宽负载范围内实现零电压开关,并通过倍流整流电路消除副边整流二极管两端的电压尖峰和振且几乎没有占空比丢失现象。
本文介绍了一种改进型的倍流整流式ZVS
电平变换器。
该变换器通过在变压器原边添加辅助网络较好地解决了滞后桥臂开关管实现ZVS范围窄的问题,并且通过倍流整流电路使变压器副边基。