分析全桥ZVS-PWM变换器的分析与设计
移相全桥zvs pwm变换器比较
11
基本移相控制变换器工作过程： 12种工作模式（5）
Q1
Q1 Vin Q3 D1
Q3 Q2 I2
Q1 Q4
A
C1
Q2
D2
B
C2
D3
C3
Q4
D4
C4
ip vAB
Q4 I1
Llk DR 1
Lf RL0Βιβλιοθήκη Cfvin v in
DR 2 TR (e) [t 3 , t 4]
v rect 0 t0 t1 t2 t3 t4 t5 V in/ K t6 t7 t8 t9t 10t11 t 12t 13
14
超前桥臂实现ZVS
超前桥臂容易实现ZVS，输出滤波电感Lf 与谐振电感Lr串联，此时用来实现ZVS的 能量是Lf和Lr中的能量。一般来说，Lf 很大，在超前桥臂开关过程中，其电流 近似不变，等效于一恒流源。为了实现 超前桥臂的零电压开通，必须使Q1和Q3驱 动信号的死区时间满足以下关系：
Vin (C1 C3 ) 4 NCoss Vin Td ( lead ) Ip I zvs
8
基本移相控制变换器工作过程： 12种工作模式（2）
Q1 Vin Q3 D3 D1
A
C1
Q2
D2
B
D4
C2
Q1 Q4 I1
Q3 Q2 I2
Q1 Q4
C 3
Q4
C 4
ip vAB
Llk DR1
Lf
0
Cf RL
vin v in
DR 2 TR (b) [t 0 , t1]
v rect 0 t0 t1 t2 t3 t4 t5 V in/ K t6 t7 t8 t9t 10t11 t 12t 13
第十章-软开关技术2——移相控制ZVS-PWM-DC-DC全桥变换器
loss
TS / 2
而 t25
Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin
那么有：Dloss
2Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin TS
Dloss 越大；②负载越大， Dloss越大；③ Vin越低，Dloss 越大。 可知：① Lr 越大， Dloss 的产生使DS 减小，为了得到所要求的输出电压，就必须减小原副边的 匝比。而匝比的减小，带来两个问题： ①原边电流增加，开关管电流峰值也要增加，通态损耗加大； ②副边整流桥的耐压值要增加。
6.
Vin i p (t ) (t t4 ) Lr
到 t5 时刻，原边电流达到折算到原 边的负载电流 I Lf (t5 ) / K值，该开 关模态结束。 持续时间为：
t45
Lr I Lf (t5 ) / K Vin
7. 开关模态6 在这段时间里，电源给负载供电 原边电流为:
10.3. 3 两个桥臂实现ZVS的差异
1.实现ZVS的条件 要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量： ①抽走将要开通的开关管的结电容（或外部附加电容）上的电荷； ②给同一桥臂关断的开关管的结电容（或外部附加电容）充电； 考虑到变压器的原边绕组电容，还要有能量用来： ③抽走变压器原边绕组寄生电容CRT 上的电荷。
ip (t ) I p (t0 ) I1
vC1 (t )
I1 (t t0 ) 2Clead I1 vC 3 (t ) Vin (t t0 ) 2Clead
在
C3 电压降到零，D3 自 t1时刻，
然导通。
3.开关模态2
td (lead ) t01
D3导通后，将Q3 的电压箝在零位 此时开通Q3 ，则Q3是零电压开通。 Q3和Q1驱动信号之间的死区时间 ，即
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较移相全桥ZVS-PWM变换器是一种高效率、高可靠性的DC-DC变换器，其拓扑结构复杂，但是具有很好的电路性能和电气参数。
在实际应用中，有多种不同的移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑可供选择。
本篇文章将比较两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑，分别是基于全桥拓扑的变换器和基于三电平全桥拓扑的变换器。
1. 基于全桥拓扑的变换器基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是最常用的拓扑结构。
该拓扑结构具有轻松实现基本ZVS动作的优点，无需使用任何复杂的电路，而且具有较好的成本和设计灵活性。
在实际应用中，基于全桥拓扑的变换器通常需要使用一些辅助电路，以解决谐振现象。
优点：①电路操作简单，易于实现。
②交流侧的损耗较小。
③实现高功率密度。
缺点：①输出电压受交流电源电压的波动影响较大。
②峰值应力程度较高。
2. 基于三电平全桥拓扑的变换器基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是近年来发展较快的一种拓扑结构。
该拓扑结构下，采用更多的功率器件以及更加复杂的电路拓扑，在谐振问题的处理方面具有重要的优势。
目前该拓扑结构在风能、太阳能等领域得到了广泛应用。
优点：①基本消耗无谐振的电路，减小了电路的开关损耗。
②输出电压呈三级结构，可轻松实现多种电压调节方式。
缺点：①开关器件数目增加，造成电路设计和控制难度大。
②在高频控制时可能造成比较强的谐振噪声。
综上所述，两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑各有优缺点，在选择时应根据实际应用需求进行评估。
虽然基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器在谐振问题上更加优越，但其电路复杂度和控制难度也更大，适用于高要求的应用场景。
而基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器则相对简单易用，更适用于低功率应用。
数据分析是一种通过数学和统计学方法对数据进行分析和解释，以准确判断数据的意义和价值的方法。
在实际工作中，数据分析在市场调研、销售预测、风险管理、财务报表分析等领域都发挥着重要作用。
一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器
一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器张恩利侯振义余侃民(空军工程大学电讯工程学院，陕西西安 710077）摘要：提出了一种新颖的零电流零电压开关（ZCZVS）PWM全桥变换器，通过增加一个辅助电路的方法实现了变换器的软开关。
与以往的ZCZVSPWM全桥变换器相比，所提出的新颖变换器具有电路结构简单、整机效率高以及电流环自适应调整等优点，这使得它特别适合高压大功率的应用场合。
详细分析了该变换器的工作原理及电路设计，并在一台功率为4kW，工作频率为80kHz的通信用开关电源装置上得到了实验验证。
关键词：全桥变换器；零电压开关；零电流开关；软开关；脉宽调制0 引言移相全桥零电压PWM软开关（PS-FB-ZVS）变换器与移相全桥零电压零电流PWM软开关（PS-FB-ZVZCS）变换器是目前国内外电源界研究的热门课题，并已得到了广泛的应用。
在中小功率的场合，功率器件一般选用MOSFET，这是因为MOSFET的开关速度快，可以提高开关频率，采用ZVS方式，就可将开关损耗减小到较为理想的程度[1]。
而在高压大功率的场合，IGBT更为合适。
但IGBT的最大的缺点是具有较大的开关损耗，尤其是由于IGBT的“拖尾电流”特性，使得它即使工作在零电压情况下，关断损耗仍然较大，要想在ZVS方式下减少关断损耗，则必须加大IGBT的并联电容。
然而由于轻载时ZVS很难实现（滞后臂的ZVS 更难实现），因此ZVS方案对于IGBT来说并不理想。
若采用常规的移相全桥软开关变换器，其优点是显而易见的，即功率开关器件电压、电流额定值小，功率变压器利用率高等，但是它们却也存在着各种各样的缺点：有的难以适用于大功率场合；有的要求很小的漏感；有的电路较为复杂且成本很高[2][3][4][5][6]。
本文提出了一种新颖的ZVZCS PWM全桥变换器，它能有效地改进以往所提出的ZVZCS PWM全桥变换器的不足。
这种变换器是在常规零电压PWM全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，此辅助电路的优点在于没有有损元件和有源开关，且结构简单。
全桥移相ZVS-PWM电路
摘要：介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相 ZVS－ PWMDC/DC 变换器。在分析其开关过程的基础上，得出了实现全负载范围内零电 压开关的条件，并将其应用于一台 48V/6V 的 DC/DC 变换器。
关键词：全桥 DC/DC 变换器；零电压开关；死区时间
引言 移相控制的全桥 PWM 变换器是在中大功率 DC/DC 变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。移相 PWM 控制方式利用开关管的
结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声， 减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时保持了 电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。
针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感 Ls，扩大变换器的零电压开关范围[2][3]。但是，采
用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这 将会导致：
1）增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗； 2）加重了副边电压占空比丢失，从而增加原边电流及副边二极管电压应力； 3）饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯的损耗会很大，发热严重。 改进型全桥移相 ZVS PWMDC/DC 变换器是针对上述缺点所提出的一种电路拓扑[4][5][6]。它通过在电路中增加辅助支路， 使开关管能在全部负载范围内达到零电压开关，它在小功率（<3kW）电路中具有明显的优越性。由于在移相控制的全桥 PWM 变 换器中，超前臂 ZVS 的实现相对比较简单，所以本文将不分析超前臂的开关过程，而着重分析滞后臂在增加了辅助支路以后的 开关过程及其实现 ZVS 的条件。 1 改进型全桥移相 ZVS-PWMDC/DC 变换器 1.1 电路拓扑 图 1 所示是一种改进型全桥移相 ZVS PWMDC/DC 变换器，与基本的全桥移相 PWM 变换器相比，它只在滞后臂增加了由电 感 Lrx 及电容 Crx 两个元件组成的一个辅助支路。 在由 Lrx 及 Crx 组成的辅助谐振支路中，电容 Crx 足够大，其上电压 VCrx 应满足
移相全桥ZVS PWM DC／DC变换器的仿真分析
移相全桥ＺＶＳＰＷＭＤＣ／ＤＣ变换器的仿真分析作者：龙泽彪施博文来源：《消费导刊·理论版》2008年第17期[摘要]本文首先在研究硬开关的缺陷上，提出软开关技术。
对移相控制ZVS PWM DC/DC 变换器的工作原理进行分析研究的基础上，使用PSpice9.2计算机仿真软件对变换器的主电路进行仿真和分析，验证该新型DC/DC变换器的拓扑结构设计的正确性和可行性。
[关键词]软开关 DC/DC ZVS 移相控制 PSpice9.2作者简介：龙泽彪（1985-），男，湖北仙桃人，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：异步电机控制；施博文（1985-），男，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：电力电子与电气传动。
一、引言随着新型电力电子器件以及适用于更高频率的电路拓扑和新型控制技术的不断出现，开关电源朝着小型化、高效化、低成本、低电磁干扰、高可靠性、模块化、智能化的方向发展。
硬开关DC/DC变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这一般都与有源开关器件的体内寄生二极管有关，其关断过程中的反向恢复电流产生的电流尖峰对开关器件有极大的危害。
本文在对DC/DC变换器的基本工作原理进行分析、研究的基础上，对已经出现的软开关DC/DC变换器拓扑结构进行分析研究，提出的一种新型的DC/DC变换器的拓扑结构，并进行深入的研究。
二、移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的工作原理移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器（Phase-Shifted zero-voltage-switching PWMDC/DC Full-Bridge Converter，PS ZVS PWM DC/DC FB Converter），是利用变压器的漏感或原边串联的电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现开关管的零电压开关，其主电路拓扑结构及主要波形如图1所示。
其中，D1～D4分别是S1～S4的内部寄生二极管，C1～C4分别是S1～S4的寄生电容或外接电容，Lr是谐振电感，它包含了变压器的漏感。
移相全桥零电压PWM软开关电路的研究
略大于开关管自身的寄生电容可减小管子之间的差
异。 实际中，可根据实验波形对其进行调整。 计算得
Llk=7.2 μH，实际取10～20 μH。 由于 要 兼 顾 轻 载 和 重 载，同 时 电 感 在 超 前 臂 谐 振 和 续 流 时 有 能 量 损 失 ，故
实际中取值较计算值略大为宜。
5 整机最大占空比合理性计算
第 43 卷第 1 期 2009 年 1 月
电力电子技术 Power Electronics
移相全桥零电压 PWM 软开关电路的研究
胡红林， 李春华， 邵 波 （黑龙江科技学院， 黑龙江 哈尔滨 150027）
Vol.43 No.1 January，2009
摘要:介绍了移相全桥零电压 PWM 软开关电路的组成及工作原理，从时域上详细分析了软开关的工作过程，阐述了
在开关电源中具有谐振开关和 PWM 控制特点 的移相全桥零 电 压 PWM 变 换 器 得 到 了 广 泛 应 用 ， 该 类 变 换 器 实 现 了 零 电 压 开 关 （ZVS），减 小 了 开 关 损耗，提高了电源系统的稳定性。 同时，电源可在较 高的开关频率下工作，因而大大减小了无源器件的 体积。 但移相全桥 ZVS 电路存在对谐振电感和电容 的合理选择及占空比丢失的问题，这就要求 ZVS 软 开关有一个合理的最大占空比。
实现 VQ1 零电压关断需要有：
uC1=
iCb 2C1
td1=
is 2nC1
td1≥Uin
（6）
式中：td1 为 VQ1，VQ3 死区时间；n 为变比。
要在全范围内实现超前臂的零电压开通， 必须
以 最 小 输 出 电 流 Iomin 和 最 大 输 入 电 压 Uinmax 来 选 取 C1，C3，即 C1=C3≤Iomintd1/（2nUinmax）。 4.2 串联电感的取值及滞后臂并联电容的选取
小电流纹波的ZVZCS全桥PWM变换器研究
结束 时 ， 和 定义为 ｉ ‰。 ｉ 。 ， ［￣５ 段 ｃ 放 电 结 束 ， 极 管 Ｖ ３ 通 ， ｔ ｔ阶 ４ ］ ３ 二 Ｄ 导
ｐ ｅ ｅ ｔ ｄ ｃ ｎ ｅ ｅ ｓ Ｍａ ｙ ａ ｖ ｎａ ｅ ｎ ｌ ｄ ｎ ｉ ｌ ｉ ｕ ｔ ｈ ｇ ｆ ｃｅ ｃ ｌ ｗ ｃ ｓ ，ｏ ｕ ｅ ｔ ｒ ｐ ｅ ａ ｄ ｔ ｉｇ ｒ ｓ ｎ ｅ ｏ ｖ ｒ ｒ ． ｎ ｄ ａ ｔｇ ｓ ｉ ｃｕ ｉ ｇ ｓｍｐ ｅ ｃｒ ｉ， ｉ ｈ ｅ ｉｉ ｎ ｙ，ｏ ｏ ｔ ｌ ｗ ｃ ｒ ｎ ｐ ｌ ｎ ａ ｎ ｔ ｃ ｉ ｋ
第４ ６巷 第 １期
电 力 电 于 技 木
ＶＯ１斗ｏ ． ．
Ｏ． １
２１ ０ ２年 １月
Ｐ ｗｅ ｌ ｃｒ ｎｃ ｏ ｒＥ ｅ ｔｏ ｉ ｓ
Ｊｎ ａｙ２ １ ａ ｕ ｒ ０ ２
小电流纹波的 Ｚ Ｚ Ｓ Ｖ Ｃ 全桥 Ｐ ＷＭ 变换器研究
徐 建 军 ，王 建任 ，马 文龙 ，韩 晓 菲
别 为 初 、 级 绕 组 自感 。 若 满 足 ｎ ｋ， 级 漏 感 将 次 ＝ 次 降 为零 。 级 电感 中存 在零 电流 纹 波 ， 通 过 改变 初 可 ｎ， 小纹 波 。 献 ［］ ｋ的变 化 是 连 续 的 ， 改 ｋ减 文 ２中 而
ｆ （ ＝ ，ｉ ｔ＝ｌ ｉ ） ｃ ）ｎ － （ （ ｏｐ ）
Ｃｏ ｖ ｒｅ ｔ ｗ ｔ ｕ ｒ ｅ ｔＲｉ ｐ ｅ ｎ ｅ ｔｒ ｗｉ ｌＬｏ Ｏｕ ｐ ｔＣｕ ｒ ｎ ｐ ｌ ｌ
Ｘ ｉ － ｎ ，ＷＡ Ｇ Ｊａ — ｎ ， ｎ１ｎ２ Ｕ Ｊａ ｊ ｎｕ Ｎ ｉ ｒ ＭＡ Ｗｅ ． ｇ，ＨＡ ｉ － ｉ ｎｅ ｏ Ｎ Ｘａ ｆ ｏｅ
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上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。
后然经过发展，越来越多在各个领域当中应用。
但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。
本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。
1 电路原理和各工作模态分析
1.1 电路原理
图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。
Vin为输入直流电压。
Si(i=1.2.3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。
为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。
S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。
Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。
图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：
(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间;
(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数;
(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻;
(4)滤波电感足够大。
1.2 各工作模态分析
(1)原边电流正半周功率输出过程。
在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。
电容C2和C3被输入电源充电。
变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。
在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。
(2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。
加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。
电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0.7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。
(3)(t1′一t3)：原边电流止半周箝位续流过程。
S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于D3已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。
(4)(t3-t4)：S4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平，S4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。
原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。
(5)(t4一t5)：电感储能回送电网期。
t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经D2返回到电源EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。
滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。
原边电流下冲到零点。
(6)(t5一t6)：原边电流下冲过零后开始负向增大。
S2和S3都已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。
副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。
因此滞后臂死区时间设计是关键。
2 关键参数设计
2.1 死区时间设计
变换器(Matrix Converter)作为一种新型的交—交变频电源，其电路拓扑形式被提出，但直到1979年意大利学者M.Venturini和A.Alesina提出了矩阵式变换器存在理论及控制策略后，其特点才为人们所关注和研究。
普遍使用的是半控功率器件晶闸管。
采用这种器件组成矩阵式变换器，控制难度是很高的。
矩阵式变换器的硬件特点是要求。
该变换器一个周期内有两个关键的死区时间，这两个死区时间的设计会影响到主开关管的电压应力限制和ZVS的实现。
大容量、高开关频率、具有双向阻断能力和自关断能力的功率器件，同时由于控制方案的复杂性，要求具有快速处理能力的微处理器作为控制单元，而这些是早期的半导体工艺和技术水平所难以达到的。
所以这一期间矩阵式变换器的研究主要针对主回路的拓扑结构及双向开关的实现，大多都处于理论研究阶段，很少有面向工业实际的研究。
高工作频率、低控制功率的全控型功率器件如BJT ， IGBT 等不断涌现，推动了矩阵式变换器控制策略的研究。
但实际上4个开关管的输出结电容不可能完全一致，同时为了保证可靠，此区时间的设置应该满足如下的条件：S1上的电压到达Vin/2，也就是D1已经导通;同样，S4上的电压到达Vin/2，也就是D4已经导通，虽然4个开关管的输出结电容会有差异，但是在用上述方法设计时，可以把COSS1～COSS4看作是器件手册里给定的参数。
假定都是COSS，要满足上述条件，死区时间的设计应满足如下不等式。
S2和S4的零电压是由激磁电感上的激磁电流在tdead2时间段对S3的结电容充电，同时埘S2和S4的结电容放电来实现的。
实际上，死区时间不可能设计得很大。
若tdead2太长，原边电流过零反向流动之后，将难以实现零电压开通。
因此滞后臂的ZVS条件可表示为
由此可见，根据上面的设计方法，两个死区时间的设计表达式是相同的。
由于式中：n为变压器的变比;Lm为变压器初级电感量;fs为开关频率。
将式(3)代入式(1)和式(2)，可以得到两个死区时间的统一设计式
2.2 谐振参数的设计
谐振参数的设计是谐振变换器设计中非常重要的一环，该谐振参数的设汁可以按下面推荐的方法来设计。
首先根据变换器输入输出电压来计算出变压器的变比n，其计算公式如下。
式中：VOmin为输出直流电压：VD为输出整流二极管的通态压降;VIf为输出滤波电感上的直流压降;Dsecmax为副边占空比。
根据期望的谐振电容的最大应力VCmax，来设计谐振电容的大小，其计算公式如下。
式中：Tmax为最大开关周期。
再根据LC振荡频率fs来设计谐振电感Ls的大小，其计算公式如下。
Ls的选择也涉及到很多问题，降低开关损耗;提高电源效率，但过小，虽然占空比丢失最小，但增大开关损耗，加剧了开关管的温升，降低了电源的可靠性。
3 实验结果
根据以上方法设计和制作了200W移相全桥谐振ZVS变换器实验样机，其主要参数如下：
输入直流电压Vin为280～550V;
输出电流Io为O"8.33A;
开关频率fs为200kHz;
4个主开关管为IRFPG40;
驱动控制芯片为UC3875;
MOSFET驱动芯片采用了MIC4420;
输出整流二极管为MUR3020;
输出滤波电感Lf为19.8μH;
输出滤波电容Cf为1800μF;
谐振电感Lr为28μH。
图4示出了电路的脉冲驱动波形和主开管两端所测脉冲波形。
4 结语
本文在移相全桥ZVS电路拓扑基础之上，根据等效电路模捌，分析了谐振电路在各时序工作模态下的电路原理。
发展谐振技术可以提高开关频率、降低开关损耗、减少开关装置的体积和重量。
因此更通用的谐振变换拓扑结构、谐振元件的集成化、谐振拄制技术将是今后发展的主要方向。