移相全桥零电压开DCAC-ACD变换器
移相全桥DCDC变换器的设计与研究
i
ABSTRACT
With China's rapid economic development, electronic technology and computer technology become more and more widely. It makes the power supply develop in the direction of lighter , smaller, high-frequency and high-efficiency. While increasing the operating frequency, the power switch voltage and current stress increases as well.Soft-switching technology can achieve zero-voltage start or zero current shutdown. It can also improve the efficiency and reduce the electromagnetic interference. In the field of high-power applications,the phase-shifted full-bridge DC/DC converter has a simple circuit structure, a small switching loss, and it is easy to control.So it has been generally applied on many occasions.
第二章 移相全桥 DC/DC 变换器............................................................................................7 2.1 移相全桥 ZVS DC/DC 变换器 ....................................................................................7 2.2 移相全桥 DC/DC 变换器控制方式...........................................................................13 2.2.1 PID 控制............................................................................................................13 2.2.2 电压和电流双闭环控制 .................................................................................. 13 2.2.3 模糊控制 .......................................................................................................... 13 2.3 移相全桥 DC/DC 变换器关键问题的分析 ..............................................................14 2.3.1 两个桥臂实现 ZVS 的差异.............................................................................14 2.3.2 副边占空比的丢失 .......................................................................................... 16 2.3.3 整流二极管的换流 .......................................................................................... 17 2.4 改进型全桥移相 ZVS-PWM DC/DC 变换器电路 ..................................................21 2.5 本章小结 .....................................................................................................................28
移相全桥软开关DCDC变换器的研究
以牺牲变压器副边一定量的占空比为代价的，它无法消除只能尽量减小。在低压 大电流输入的情况下，副边占空比的丢失尤为严重，导致变换器的效率低下，使 得实现ＺＶＳ变得没有意义。论文通过在传统移相全桥ＤＣ／ＤＣ变换器的变压器原 边串入可饱和电感，大大减小了副边占空比的丢失，同时在滞后桥臂并联辅助谐 振网络，使得滞后桥臂开关管在轻载时也能实现ＺＶＳ，并迸一步减小了副边占 空比的丢失。可饱和电感和辅助谐振网络的引入解决了低压大电流输入情况下宽 负载范围内实现ＺＶＳ和副边占空比丢失严重的矛盾，在实现ＺＶＳ的同时将副边 占空比丢失减小到几乎为零，使得移相全桥ＺＶＳ技术能够很好地应用于这类
ａｄｏｐｔｓ Ｐｈａｓｅ—Ｓｈｉｆｔｅｄ Ｆｕｌｌ—Ｂｒｉｄｇｅ ｚｅｒｏ—ｖｏｌｔａｇｅ—ｓｗｉｔｃｈｅｄ（ＰＳ ＦＢ ＺＶＳ）ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ
ｉｎｓｔｅａｄ ｏｆ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｈａｒｄ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｔｏ ｄｅｃｒｅａｓｅ ｔｈｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｗａｓｔａｇｅ．Ｉｔ ｇｅｔｓ ｇｏｏｄ ｒｅｓｕｌｔｓ．
ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆｔｈｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．
±里！！兰堕皇三！壅堕堡：！兰垡堕苎
鳖塑全堡墼墅茎里璺竺￡奎垫墨！！！！里
Ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ａｎａｌｙｚｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｙ，ｔｈｅ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ，ｃｏｎｔｒｏｌ
ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ ｃｌｏｓｅｄ—ｌｏｏｐ ｐａｒｔ ａｒｅ ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｔｈｒｏｕｇｈ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．Ｓｏｍｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓ ｏｆ
280W移相全桥软开关DC／DC变换器设计.
280W移相全桥软开关DC／DC变换器设计摘要：为抑制输出整流二极管反向恢复引起的电压振荡，采用原边带箝位二极管的电路拓扑设计DC／DC变换器。
通过调节移相角调节输出电压，利用开关管的结电容和外接电容以及原边串联电感作为谐振元件，使开关管能进行零电压开通和关断，与传统的移相变换器相比，在变压器原边增加了2个二极管对输出整流二极管进行箝住，实验表明，该方案在实现开关管零电压开通和关断的同时，能够抑制输出整流二极管两端的电压振荡，减小输出整流二极摘要：为抑制输出整流二极管反向恢复引起的电压振荡，采用原边带箝位二极管的电路拓扑设计DC／DC变换器。
通过调节移相角调节输出电压，利用开关管的结电容和外接电容以及原边串联电感作为谐振元件，使开关管能进行零电压开通和关断，与传统的移相变换器相比，在变压器原边增加了2个二极管对输出整流二极管进行箝住，实验表明，该方案在实现开关管零电压开通和关断的同时，能够抑制输出整流二极管两端的电压振荡，减小输出整流二极管的电压应力。
关键词：软开关变换器；寄生振荡；箝住二极管；尖峰电压移相控制的全桥PWM变换器是最常用的中大功率DC／DC变换电路拓扑形式之一。
移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感或原边串联电感作为谐振元件，使开关管能进行零电压开通和关断，从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、减小尺寸及减轻质量提供了良好的条件。
然而，传统的移相全桥变换器的输出整流二极管存在反向恢复过程，会引起寄生振荡，二极管上存在很高的尖峰电压，需增加阻容吸收回路进行抑制，文献提出了两种带箝位二极管的拓扑，可以很好地抑制寄生振荡。
本文采取文献提出的拓扑结构，设计了一台280 W移相全桥软开关DC／DC变换器，该变换器输入电压为194～310V，输出电压为76V。
1 主电路拓扑及工作过程分析本设计所采用的主电路拓扑如图1所示。
移相全桥dcdc变换器原理
移相全桥dcdc变换器，让电力转换更高效移相全桥dcdc变换器是一种高效的电力转换装置，它能够将直流
电能转换为交流电能，并通过谐振方式实现零电压开关，能够减小开
关损耗和输出滤波器的体积和成本，增强整个系统的可靠性和稳定性。
移相全桥dcdc变换器的原理是将交流信号移相90度，使得开关
管在工作时零电压开关，从而减小了开关损耗，提升了功率转换效率。
在相移间隔较小的情况下，移相全桥变换器能够实现高效稳定的电力
转换，被广泛应用于电力电子转换和节能环保等领域。
同时，移相全
桥变换器具有响应速度快、输出波形优秀、噪声低等优点，成为极具
潜力的发展方向。
在实际应用中，移相全桥dcdc变换器需要注意的是控制策略和拓
扑结构。
良好的控制策略能够有效解决电力转换中的问题，同时决定
了装置的可靠性和稳定性。
基于不同的需求，移相全桥dcdc变换器的
拓扑结构也需要灵活调整和适应。
例如，在电池串联应用中，采用并
联谐振转换器能够有效提升效率，降低输出电压波动。
移相全桥dcdc变换器的发展，将对传统电力装置的转换和发展带
来深刻的影响。
未来，随着科技的不断发展，相信这种高效稳定的电
力转换装置将会在更广泛的领域得到应用，为推动可持续发展和能源
转型做出更多的贡献。
一种全功率范围零电压开通的电流型双向隔离DC-DC变换器
中国博士后科学基金（2014M550582），国家自然科学基金（51677162）和河北省自然科学基金（E2015203407、QN20131041）资助项目。 收稿日期 2016-09-19 改稿日期 2017-02-22
关键词：宽输入电压范围 电流型双向隔离 DC-DC 变换器 移相+PWM 控制 零电压开通 中图分类号：TM46
A Novel Current-Fed Bidirectional Isolated DC-DC Converter with Full-Operating-Range ZVS
Sun Xiaofeng1 Wu Xiaoying1 Shen Yanfeng1 Cui Mingyong1 Li Xin1,2 （1. Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province
第 33 卷第 10 期
孙孝峰等 一种全功率范围零电压开通的电流型双向隔离 DC-DC 变换器
2283
0 引言
近年来风能、太阳能、燃料电池等可再生能源 在供电系统[1]、混合动力汽车[2-4]等方面得到了广泛 应用。太阳能、风能等易受气候、季节、地理环境 等因素的影响，输出功率产生波动[5,6]，因此需要储 能单元来保证供电的质量与可靠性。
储能单元的输出电压范围宽且对输入电流纹波 要 求 高 [7] ， 因 此 应 用 在 储 能 系 统 中 的 双 向 隔 离 DC-DC 变换器应满足上述要求。双向隔离 DC-DC 变换器分为电压型[8,9]和电流型[10-19]。电流型双向隔 离 DC-DC 变换器的输入端有电感滤波，使得输入 电流纹波比电压型双向隔离 DC-DC 变换器的输入 电流纹波小[10,11]，延长了储能单元的使用寿命[12]。 此外，电流型双向隔离 DC-DC 变换器中 Boost 电感 的存在使变换器具有高电压增益[13]，输入电压范围 得以拓宽。因此电流型双向隔离 DC-DC 变换器更 适用于储能系统。然而，电流型双向隔离 DC-DC 变换器存在无法实现全功率范围软开关和由变压器 漏感造成的低压侧开关管的高电压尖峰问题[14]，因 此限制了电流型双向隔离 DC-DC 变换器在储能系 统中的应用。
应用逆阻型IGBT的移相控制电流型全桥零电流开关DC_DC变换器
t4 − t3 =
4U o ⋅ Cr ⋅ (1 + cos γ ) n ⋅ I in
(4)
阶段 5[t4<t<t5]能量传输状态。这个阶段中，能 量通过隔离变压器传输到负载。
(a) 阶段 1 等效电路 [t0<t<t1]
Lin iin T1 Ui T3 T4 T2 Lr iLr
D1 C N2 Cr UCr N2 D2 Uo
1
逆阻型 IGBT 介绍
N1
图 2 给出了传统 IGBT 和逆阻型 IGBT 的结构 比较图[4]. 当传统的 IGBT 器件承受反向电压时候， 如图 2(a)所示，因为载流子能够从切割面上的晶格 缺陷中连续的产生，形成很大的反向漏电流，所以 它不具有承受反向电压的能力。而在逆阻型 IGBT 中，如图 2(b)所示，通过腐蚀技术使得器件的切割 面和器件中的缓冲层隔离，切断了漏电流的流经途 径，所以，在这类 IGBT 中没有漏电流，换而言之， 此类 IGBT 具有反向的阻断能力。
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第 12 期
朱选才等： 应用逆阻型 IGBT 的移相控制电流型全桥零电流开关 DC/DC 变换器
47
形。为简化分析，做了以下的假设：①输入电流恒 定为 Iin； ②输出电压恒定为 Uo； ③电路中所有器件 均为理想器件。 阶段 1[t0<t<t1]线性换流。在阶段 1 之前，开关 管 T1、T4 和二极管 D1 导通，能量通过隔离变压 器传输到负载。 阶段 1 始于开关管 T3 导通，在开关 管 T4 电流到零时结束。在这一阶段， 输出电压通过隔离变压器作用在谐振电感 Lr 上， 使通过 Lr 及开关 管 T4 的电流线性下降。 iLr (t ) = iT 4 (t ) = I in − ( nU o / Lr ) ⋅ (t − t0 ) (1) 其中，n 为变压器变比：n=N1/N2。 本阶段的持续时间为 I ⋅L t1 − t0 = in r (2) nU o 阶段 2[t1<t<t2]输入电感 Lin 充电。开关管 T1 和 T3 同时导通，给输入电感 Lin 充电回路。
移相控制全桥零压零流软开关功率变换器谐振过程分析和参数设计方法
号 的约定 如表 １ 所示 。
图 ２ 分 析 一 次侧 谐 振 用 模 型
行 了深入的理论分析 ， 研究饱和电感 总磁通量和 隔直电容 ｃ 大 小 对 该 电 路 软 开 关 工作 状 态 的影 响， 并通过计算机仿真对理论分析结果进行了验证。 在此基础上 ， 给出了饱和电感和隔直电容的参数设 计和 选择 方法 。
Ｉ Ｉ
Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ ‘ ＼
Ｄ ５ ＿ ＿
Ｖ Ｄ
厶 。
１
ＢＬ
Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ ＼
ＢＬ
ａ一 ０
ｂ Ｏ一 １
ＢＴ２
Ｂ
ｃ １ —２
ｄ ２ —３
ＢＴ２
ＢＴ２
Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ ｌ ‘ ＼
一
Ｌ
一
ｃ
一 ｌ Ｉ
０
…
Ｔ
…
一
Ｉ ———＿ ‘ － —
“
Ｂ Ｂ
Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ ３ １ 】
ｅ ３ —４
ｆ４ —５
图 ３ 一 般 状 态 下 电 路 的 工 作 过 程
一
一
次侧驱动
次电流
中频变压器 中频变压器变 比 变压器漏感 Ｔ ｘ ｎ
ｌ ／
Ｃ
ＶＤ２
ｋ Ｖ Ｄ ＝ ＝
Ｌ Ｃｂ
， 、 Ｊ Ｉ Ｔ． ， …
一
．
Ｌ ：
“
Ｃ Ｖ Ｄ ｓ ， Ｖ Ｄ ６
隔直电容 隔直 电容上的电压 ， 正方向如 图 ２ 所示 快恢复整流二极管
１ 分 析 假 设
首先 ， 在图 １ 所 示 的功 率 变换 电路 中 ， 超 前 臂 功率器件 Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ 。 、 Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ 的并联 电容 Ｃ 、 Ｃ 和变压器一
移相全桥ZVZCSDCDC变换器综述.
移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。
关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。
ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。
图1 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。
即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。
原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；图2 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。
图3 2 电路拓扑根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。
图4 1）NhoE.C. 电路如图1所示[1]。
该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。
这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。
变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。
电流模式控制移相全桥零电压软开关(ZVS)DC-DC功率变换器
引言随着计算机与通信技术的飞速发展，作为配套设备的开关电源也获得了长足进步，并随着新器件、新理论、新电磁材料和变换技术以及各种辅助设计分析软件的不断问世，开关电源的性能不断提高。
本文介绍一种新型的高频DC/DC开关变换器，并成功地应用在军用充电机上。
DC/DC变换器主电路改进型移相全桥ZVS DC/DC变换器主电路结构和各点波形对照如图1、图2所示。
由于电路工作状态在一个周期内可以分为两个完全一样的过程，所以以下仅仅分析半个周期的情况，而这半个周期又可分为以下三种开关模态。
● 开关模态1，t0<t<t1，其中t1=DT s/2此时Q1和Q4同时导通，变压器副边电感L1和整流管D S2导通，原边能量向负载端传递。
此模态的等效电路见图3。
其中，a为变压器变比，V in是直流母线电压，I1和I2分别是电感L1和L2电流(L1=L2=LS)，此时有等式（1）成立。
(1)(2)I p(t)=aI1(t)(3)当Q4关断时该模态过程结束。
● 开关模态2，t1<t<t2，其中t2≤T s/2在t1时刻关断Q4，此时副边电感L1中储存的能量给Q4电容(或并联电容)充电，同时将Q3两端电容电荷放掉。
为了实现软开关，Q4关断和Q3开通之间至少要存在一死区时间Δt1，使得在Q3开通前D3首先导通，且有下式成立。
I p1Δt1=2C eff V in(4)其中C eff是开关管漏源两端等效电容，I P1为t1时刻变压器原边流过电流。
当D3导通后，变压器副边两个二极管D S1和D S2同时导通，电路工作在续流状态。
此时等效电路如图4所示。
此时有如下电路方程成立。
(5)(6)(7)(8)r t=r mosfet+r xfmr (9)其中D为脉冲占空比，f S为电路工作频率，L’ik为主边变压器漏感(或与外接电感的串联值)，rt是变压器原边等效电阻，τ是原边等效电流衰减时间常数，Vfp是反并联二极管导通压降。
电动汽车DCDC移相全桥变换器整流桥震荡原因及控制
移相全桥ZVS变换器整流桥寄生振荡的抑制移相全桥零电压开关PWM变换器(PS-FB- ZVS-PWM converter)利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关,同时又实现了PWM控制。
该变换器电路结构简洁,控制电路简单,是中大功率直直变换场合的理想电路拓扑之一[1]。
但是，传统的移相全桥变换器输出整流二极管不是工作在软开关状态，存在反向恢复过程。
在输出整流二极管反向恢复时，由于变压器的漏感（或附加的谐振电感）和整流二极管的结电容以及变压器的绕组电容之间发生高频谐振，整流桥产生寄生振荡，二极管上存在很高的尖峰电压[2~4]。
这将带来电路损耗，并影响整流桥的使用寿命。
因此，必须采用有效的缓冲电路来抑制寄生振荡，消除输出整流二极管上的尖峰电压。
1整流桥寄生振荡的产生与抑制对策整流桥寄生振荡产生于变压器的漏感或附加的谐振电感与变压器的绕组电容和整流管的结电容之间。
当副边电压为零时，在全桥整流器中四只二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。
而当副边电压变化为高电压Vin/K（Ｋ是变压器变比）时，整流桥中有两只二极管要关断，另两只继续导通。
这时候，变压器的漏感或附加的谐振电感就开始和关断的整流二极管的电容谐振。
整流桥换流的等效电路如图1所示。
从中可以看出，副边漏感上电流ILlk是负载电流I Lf和即将关断的二极管反向恢复电流之和，其大小为：其中，Cd为整流二极管结电容。
即使采用快恢复二极管，二极管依然会承受至少两倍的尖峰电压[2]。
为了抑制寄生振荡，减小输出整流二极管上的尖峰电压，必须采用有效的缓冲电路。
文献当中提出了多种方式，主要有RC缓冲电路、RCD缓冲电路、主动箝位缓冲电路、第三个绕组加二极管箝位缓冲电路和原边加二极管箝位缓冲电路等[2~4]。
前几种方式，要么带来额外的损耗，不利于提高变换器的效率，要么需要增加开关管或者绕组，增加了电路复杂性和成本。
因此本文重点讨论原边加二极管箝位的缓冲电路形式。
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iD
If
t0
t1 t2
t3
t4 t5 t6 t7
t8 t9 t 10
t11 t 12 t 13
t 14 t 15 t 16
iD 5
t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 t9 t 10
iD 6
t11 t12 t 13 t14 t15 t16
t11 t 12 t 13
t 14 t 15 t 16
iD 5
t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 t 9 t 10
iD 6
t11 t12 t 13 t14 t15 t16
t
C1-C4使T1-T4软关断，L f 折算至原方 一个周期中I f为恒值，
(e) 电压电流波形
vc1 vc2 V v v
t7
vABt8
t 9 t 10
t11 t 12 t 13
t 14 t 15 t 16
vo
D2导电 , vC2 0 导电 vC3 0 D5D6同时导电
I7 I f / K
I7 = I3
D5D6同时导电 Vo 0
Vo 0
t
t 16
iD
If
t0
t1 t2
t3
t4 t5 t6 t7
t8
D2 D3
vABt8
t 9 t 10
t11 t 12 t 13
t 14 t 15 t 16
vo
D2导电 , vC2 0 导电 vC3 0 D5D6同时导电
I7 I f / K
I7 = I3
D5D6同时导电 Vo 0
Vo 0
t
iD
If
t0
t1 t2
t3
t4 t5 t6 t7
t8
t 9 t 10
t
(e) 电压电流波形
2.9.2 一个周期的开关过程（续3）
vG
T1
t
td
t
T2 t3
td
td
T1 t 9 t 10 t11 t 12 t 13
(d)驱动波形 D1导电
t11 t12 t13
t 14 t 15 t16
i P v AB
I o If
D2D1导电
VD
K
I4
vC1 0
vC 4 0
t
VD
t0
t1 t2
t3 t 4
t5 t 6 t 7
D2 D3
vABt8
t9 t 10
t11 t 12 t 13
t14 t 15 t 16
vo
移相全桥零电压开关DC/AC－AC/DC变换器
3.9.1 电路特点
·单相全桥单脉波PWM逆变，高频变压器变压隔离，半波不控整流，
滤波输出；
· 增设了谐振电感Lr和四个并联电容C1—C4； · T1与T2、T3与T4互补驱动，有死区td； · T1、T2、T3、T4脉宽θ相同；
· T1（T2）比T4（T3）驱动超前tδ； · T1、T2超前桥臂，T3、T4滞后桥臂。
64
2.9.2 一个周期的开关过程（续2）
vG
T1
t
td
t
T2 t3
td
td
T1 t9 t 10 t11 t 12 t 13
td
t
t 14 t15 t16 T4
vG
t0
t1 t2 T4
t4 t5 t6 t7
t8 T3
t
t0
t1 t2
I1
v AB
t3
I3 Io
t4 t5 t6 t7
t8 t9 t10
D2导电 , vC2 0 导电 vC3 0 D5D6同时导电
I7 I f / K
I7 = I3
D5D6同时导电 Vo 0
Vo 0
t
第1阶段， 从t0时T1关断到t1时C2放电 到零vC2=0，ip经D2续流。 只要死区时间td>t01=t1-t0（2C2VD/I0） 即 t01 2C2VD / IO 就可在t2点零电压开通T2。
61
3.9.1 电路特点（续）
T1通态 0 T3通态 d
d
T2通态
d
T1通态
T4通态 T1 d T4 d
2
T3通态
V AB
T2 T3
0
死区角d=ωtd，移相角δ=ωtδ，脉宽θ=π-d-δ； d =0， δ =0，θ=π方波 d d ≠0 ，δ ≠0则 VAB VD VD VD (1 )
N1 2 ) L f k 2 L f Lr N2 D c3 c4 (
2.9.2 一个周期的开关过程（续1）
vG
T1
t
td
t
T2 t3
td
td
T1 t 9 t 10 t11 t 12 t 13
td
t
t 14 t15 t16 T4
vG
t0
t1 t2 T4
t4 t5 t6 t7
t8 T3
全桥、移相、零电压开关。(零电压开通)
62
2.9.2 一个周期的开关过程：驱动信号 VG1 - VG4 - VG2 - VG3
vG
T1
t
td
t
T2 t3
td
td
T1 t 9 t 10 t11 t 12 t 13
td
t
t 14 t15 t16 T4
vG
t0
t1 t2 T4
t4 t5 t6 t7
t
t0
t1 t2
I1
v AB
t3
I3 Io
t4 t5 t6 t7
t8
t 9 t 10
t11 t12 t13
t 14 t 15 t16
i P v AB
I o If
(d)驱动波形 D1导电 I4 D2D1导电
VD
K
vC1 0
vC 4 0
t
VD
t0
t1 t2
t3 t 4
t5 t 6
D2 D3
t 9 t 10
t11 t 12 t 13
t 14 t 15
iD 5
t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 t 9 t 10
iD 6
t11 t12 t 13 t14 t15 t16
t
(e) 电压电流波形 t<t0，T1、T4通态； t0时关断T1。 t0 t1 ，T4仍导。t=t 0时关断T1，ip从T1转到C1、C2，在t01=t1-t0期间，C1 第一阶段， VAB 0 ， ip衰减很少， t=t 1时，ip =I1 以ip/2充电到VD，C2以ip/2放电到零 ， t I1 I 0 I f / K VC 2 VD 1 01 1 i p dt I1 t01 t 2C V / I 01 2 D O C2 0 2 2C2
t8 T3
t
t0
t1 t2
I1
v AB
t3
I3 Io
t4 t5 t6 t7
t8
t 9 t 10
t11 t12 t13
t 14 t 15 t16
i P v AB
I o If
(d)驱动波形 D1导电 I4 D2D1导电
VD
K
vC1 0
vC 4 0
t
VD
t0
t1 t2
t3 t 4
t5 t 6 t 7