恒流源芯片9910
RD9910_datasheet_cn_ver02
ec
GND 3
el
V IN GATE
GATE 4
图 1. 管脚排列
D
RF
ot M
ic
VDD LD
PW M D CS RT GND
ro
图 2. 典型应用图
cs
RD9910_CN_VER02
In
8 RT 7 LD 6 VDD 5 PW M D
1/7
c.
RFDot
RD9910
高亮度通用 LED 驱动电路 数值
ic
ro
RT ( kΩ ) + 22 ( μs ) 。若选用的电感值为L，LED串两端的电压为VLED，则LED上的纹波电流为 25000 TOFF • VLED IR = • 10 3 ( mA ) ，LED的平均电流 I LED = I P - 1 2 I R ( mA ) 。对于固定的LED灯串，选取合适的 L RCS、RT和L的值，即可得到恒定的电流输出。
产品特点
HS Ro RoHS
tro
V IN 1 CS 2
产品应用
●DC/DC、AC/DC LED 驱动应用 ●RGB 背光 LED 驱动 ●平板显示器背光驱动 ●普通应用恒流源 ●LED 信号灯或装饰灯 ●汽车用 LED 灯 ●恒流充电器
ni
●8~600V 宽输入电压范围 ●工作效率可达 90%以上 ●恒流输出 LED 驱动 ●从几 mA 到 1A 的宽驱动能力 ●可驱动 1 个到上百个 LED 灯串 ●固定关断时间的工作模式 ●当关断时间不足时自动调整 ●外部线性及 PWM 调光 ●欠压、过温、过流、短路等保护功能 ●采用无铅 SOP8 封装
RD9910_CN_VER02
In
单位
基于FPGA的AD9910控制设计(很好)
基于FPGA的AD9910控制设计时间：2011-03-21 来源：作者：杨小勇，毛瑞娟，许林华关键字：FPGA AD控制设计随着数字信号处理和集成电路的发展，要求数据处理速度越来越高，基于单片机+DDS(直接数字频率合成)的频率合成技术已不能满足目前数据处理速度需求。
针对这一现状，本文提出了基于FPGA+DDS的控制设计，能够快速实现复杂数字系统的功能。
1 AD9910的硬件电路设计AD9910是ADI公司推出的一款单片DDS器件，内部时钟频率高达1GHz，模拟输出频率高达400 MHz，14-bit的DAC，最小频率分辨率为0.23 Hz，相位噪声小于-125 dBc／Hz@1 kHz(400 MHz)，窄带无杂散动态范围大于80 dB，串行I／O控制，具有自动线性和随机的频率、相位和幅度扫描功能，1 024 32位RAM，具有调幅、调相的功能，1．8 V和3．3 V供电，可实现多片同步。
应用在高灵敏度的频率合成器、可编程信号发生器、雷达和扫描系统的FM调制源、测试与测量装置以及高速跳频系统AD9910芯片的主要外围电路为：参考信号源、控制、环路滤波器和输出低通滤波器等电路。
参考信号源为AD9910提供基准频率，参考信号输入芯片后，内部的倍频器和锁相环起作用产生1GSPS的系统时钟；控制电路通过芯片的I／O给内部寄存器写入内容，寄存器内容不同，芯片工作状态不同，控制芯片可以是单片、FPGA或DSP，本设计采用FPGA；AD9910提供专门的管脚外接环路滤波器，以优化内部PLL的性能，环路滤波器为简单的低通滤波器；AD9910输出高达400 MHz的模拟信号，为了减少噪声，在它的输出端口设计了400MHz的低通滤波器。
图1为实际设计的AD9910外围连接图。
在AD9910的电路设计中，应注意以下几个问题：1)AD9910电源和地设计。
AD9910需要4组电源，AVDD(1．8 V)、DVDD(1．8 V)、AVDD(3．3 V)和DVDD(3．3 V)，模拟电源和数字电源需要隔离，电源管脚的滤波最好采用钽电容和陶瓷电容。
恒流IC使用
恒流IC使用以前我做的LED灯具都是用恒压电源，当时不了解LED的性能，按照厂家给的数据每只小灯珠给到20MA，经过我们测试后，灯珠总是烧掉，才知道厂家的数据是不可靠的，我们减小了电流使用。
那时是在2002年，做些MR16小灯泡，广告牌之类的应用。
我是2007年才开始做恒流驱动,什么HV9910，PT4107，PT6901，SN3910，IR的，试验多了，但是最先成功的是QX9910，出过一些货，但是QX9910有很多不良品，老化后的产品也不太稳定，经常有闪灯现象，现在还有一些剩余的做纪念品了。
我认为，要想做好驱动，先要找好芯片。
当初在07年的时候，恒流IC很难找到，价格也贵的离奇，一片HV9910要8元，一片IR的 S2540要25元，其实就是一个半桥芯片，拿来唬人，还有什么日本的一些芯片也是拿来唬人的，其实就是一般的恒压IC，我在这些无聊的芯片上走了很长时间的弯路，严重影响了进度。
HV9910系列产品在第二代IC也很流行，但是技术原因，高压直接进IC，容易炸机。
后来出来了很多仿制品，仿的最好是SMD802，多个输出短路保护，曾被大量采用，随着更新换代，这种IC现在也落伍了。
很多种IC还没有正式投产就夭折了。
09年推出了BP2808，这种非隔离的IC用了几年都是长胜不衰，做1000片也很难坏一个电源，因为BP2808是第三代IC，性能稳定，它能输出30W以上的功率，并可长期使用，效率更高，轻松95%。
这种驱动芯片都有一个共同的缺点，就是EMCT EMI不好过，经大家长期的探索认为在MOS电源输入端加二个差模电感就能解决EMC，而EMI的解决办法是有几种，有的在MOS管的漏极加个磁珠，但这种方法加大了损耗来换取的，我的办法是在漏源极（S-D）用100P以上的陶瓷电容加到上面的，这种方法能有效提高效率，还能控制EMI。
晶丰在不断的进取，现在又推出BP3105，在宽电压的范围内，恒流精度在1%，这样击败了国内外所有的方案公司，国内的第一家调光恒流IC：BP3109也不错的，它的设计是亮度在一定情况下截止，避免了闪亮现象，成本很低。
RM9010BB 单段可调光，恒功率 LED 控制芯片说明书
产品概述：RM9010BB是一款单通道高压线性数字调光LED恒流驱动控制芯片，输出电流由外接R CS电阻设置为5mA－80mA，且输出电流不随芯片OUT端口电压而变化，具有很好的恒流性能。
RM9010BB芯片可通过DIM端口实现数字调光功能，系统结构简单，外围元器件极少，方案成本低。
RM9010BB芯片具备功率补偿功能，在输出电压升高的情况下，芯片会通过外置补偿电阻调整LED补偿电流保证输入功率基本不变。
应用领域：⏹应用于人体感应、声控、雷达及智能化控制LED照明领域典型特点：⏹外围电路简单，无需磁性元件⏹恒流偏差<±5%⏹LED电流可外部设定⏹内置DIM数字调光端口⏹内置500V高压MOS⏹VDD工作电压3-6V，可与模块共用电源⏹芯片外接电阻可以实现恒功率功能⏹芯片具有过温补偿功能（温度调节点：125℃）⏹采用ESOP8封装管脚图：管脚说明：序号管脚名称管脚号管脚描述1GND1芯片接地端口2CS2芯片LED恒流采样端口3DIM3数字调光端口4NC4无定义管脚5CP5功率补偿端口6NC6无定义管脚7VCC7芯片供电端口8OUT8芯片与LED接口端典型应用：DIM调光需要0-100%，CP电压应在整流桥后电阻分压取样。
极限参数(注1)：(无特殊说明情况下，T A=25℃)符号参数参数范围单位OUT500V芯片高压接口500VVDD芯片供电低压接口 6.2VCS芯片低压接口-0.3to7VDIM芯片低压接口-0.3to5VCP芯片低压接口-0.3to7VPDMAX功耗 1.5WRθJA（注2）PN结到环境的热阻90℃/WTJ工作结温范围-40to150℃注1：极限值是指超出该工作范围，芯片有可能损坏。
推荐工作范围是指在该范围内，器件功能正常，但并不完全保证满足个别性能指标。
电气参数定义了器件在工作范围内并且在保证特定性能指标的测试条件下的直流和交流电参数规范。
对于未给定上下限值的参数，该规范不予保证其精度，但其典型值合理反映了器件性能。
OZ9910应用电路图及脚位功能
OZ9910（7）脚ADI端外部设置的电阻R528实际未安装，使得该脚电压低于，工作于脉冲调光模式，调光脉冲来自驱动板的BRIGHTNESS端。
驱动板的开关信号通过R526加到O Z9910（8）脚，在电压大于2V时芯片启动。
C505可以防止干扰信号对ENA端造成的影响。
OZ9910启动后。
激励信号从（16）、（3）、（15）、（4）脚输出，到末级功率管的栅极。
该电路末级功率管采用的型号是AOP605L，为8脚贴片封装形式，内含一个P沟道场效应管和一个N沟道场效应管。
其主要参数分别为30V、75A、和-30V、-6.6A、25W。
可采用FDS8958A进行直接代换。
高频变压器T501和T502的初级并联，这样每个变压器负责两个灯管，会显着降低故障率。
变压器次级的R501、R502、C527、C530、D507、D508等元件构成高压取样电路。
此取样电压加到OZ9910（9）脚，如果（9）脚电压超过，芯片会执行保护动作，停止驱动输出。
D504、D501、D506、D502等元件对灯管电流进行取样，取样电压分别加到Q502～Q505的栅极。
正常工作时，Q502和Q505处于微导通状态，这几只场效应管实际上起到类似于可调电阻的作用。
Q501栅极电压很低，处于截止状态。
不影响ISEN电流检测电路的工作。
芯片根据IS1和IS2反馈值大小来调整输出脉冲宽度，稳定灯管亮度。
如果任意一个灯管开路，OP取样电压立刻降为0V，对应控制管Q502～Q505其中之一必将截止，其漏极电压升高，最终引发Q501栅极电压升高，Q501导通，将OZ9910（11）脚电位拉低，OZ9910内部计数器开始计数，如果内此电压依然很低，则判断灯管脱落，执行保护动作。
（1）CCFL不能点亮首先按照常规检查供电电路，再目测功率管是否烧焦炸裂。
对于高频变压器可以用电阻法进行判断。
由于这种电路的两个变压器参数完全一致，两路驱动输出电路也完全一致，因此相互比对，采用在路电阻测量法可以迅速找到损坏元件。
LED降压恒流驱动IC
LED降压恒流驱动IC大功率LED驱动IC-TAC7135 价格为:1.2元TAC Microtech（台创科技)针对大功率LED(发光二极管)的不同应用推出一款解决方案TAC7135。
TAC7135是一款输入电压2.7V-6V 的350mA超低压差稳流器。
350mA恒定电流输出推动1W的大功率LED,达到稳定亮度、增加电池总输出功率的效果，输出电流分别有300mA、330mA、350mA、380mA，其超低压差、低静态电流特性更延长了电池使用时间。
使用两个380mA并联则可直接驱动3W大功率LED，无须任何外接组件,并具有输出短路/开路保护与内建过热保护装置。
SOT-89-3封装。
应用范围：大功率LED手电筒、大功率LED矿灯、低压降压模块、汽车LED灯、LED灯箱、LED台灯照明, 并可直接代替AMC7135。
规格书下载：TAC7135大功率LED驱动IC-TAC7136 价格为:1.5元TAC7136 是一款低静态电流、低压差的LED恒流驱动器。
输入电压2.7V-6V，使用一个外接电阻，可使输出电流能在100mA到400mA范围内进行调节。
仅仅需要一个外接电阻就可构成一个完整的LED恒流驱动电路。
内部自带软启动、过热保护、低压保护。
提供一个可以用于扩压和扩流的DR脚。
外接一个MOS 场效应管或NPN三极管，可以扩大输出电流和输出电压范围，最大电流可达2A。
SOT-89-5封装。
应用范围：大功率LED手电筒、大功率LED矿灯、低压降压模块、汽车LED灯、LED灯箱、LED台灯照明,LED 显微镜灯。
规格书下载：TAC7136大功率LED驱动IC-TAC9920 价格为:1.5元TAC9920 是一款高效率，稳定可靠的大功率LED驱动IC，内置高精度比较器，off-time控制电路，恒流驱动控制电路等，特别适合大功率，多个大功率LED灯串恒流驱动。
TAC9920采用固定off-time控制方式，其工作频率可高达2.5MHz,可使外部电感和滤波电容，体积减少，效率提高。
9910介绍
产品名称：WT9910产品类别：LED Driver产品描述：WT9910 是一款高效率LED 驱动控制芯片。
其输入电压范围为8V DC 到450V DC。
WT9910 一定的开关频率控制外置MOSFET，开关频率最高可达300KHz，此开关频率可通过调节单个的下拉电阻实现。
WT9910 是一款恒流驱动的LED 驱动控制芯片，其输出驱动电流最大可超过1A。
WT9910 采用高压工艺在输入端可经受高达450V 的浪涌电压。
用户可通过控制LD 端的输入电压，将WT9910 的输出驱动电流值在0 到LED 最大驱动电流值间进行调节。
同时提供的PWM_D 管脚可将WT9910 输出的控制信号在0～100%占空比间调节。
特性：效率高于90%超宽的电压输入范围8V 到450V；恒流LED驱动输出驱动电流最高可超过1A；单个LED灯串可达到数百颗；应用：DC/DC或AC/DC的LED驱动；RGB背光的LED驱动；平板显示器的背光驱动；通用恒流源；市政或建筑装饰用LED驱动;日光灯，普通照明；汽车车灯或内饰灯；充电器；基本参数：原理图PC B电气特性项目单位最小典型最大备注输出电压V667696220V AC供电，24颗LED串联压降输出电流mA230220V AC供电，12条并联支路总电流功率因数0.94220V AC供电，24串12并，288颗效率η90% 220V AC供电，24串12并，288颗恒流精度<1%器件参数F0 慢断保险丝：250V/0.5AVDR 压敏电阻：7D471T_CM 共模电感：16*9*6，预留CX1，CX2安规X2电容：0.1uf 间距：10MMD_B 桥堆：DF04S /DB104SR7 功率电阻：10Ω／1WC7 金属薄膜电容：0.015UF/630VC0 C1 电解电容：22UF/250V φ10*20 ，105℃C6 瓷片电容：1UF/16V1206C8电解电容：10UF/400Vφ8*12C2瓷片电容：10nF1206C5 预留D0 D1D2M7 SMA/DO-214ACD3 BYV26C DO-41R8300KΩ1/4W 1206R1预留R20Ω1/4W 1206 可考虑配合C5做滤波R5 3KΩ1/4W 1206R60Ω1/4W 1206R0 R3 R4 2.7Ω1/2W 1206Q1 4N60/2N60,L0,L1 3.63mH/500mA +3.63mH/500mAφ10*16工字电感串联使用L2 3.5mH/100mA φ6*8工字电感U0 WT9910 LED高压工艺驱动器PCB 250mm*16.5mm*1.6mm(双层板)二应用指南：1、电路工作原理图一PWM控制器基本应用框图该电路采用了基于峰值电流检测的buck拓扑结构，Reg为高压转换模块，从电源取电将其转换成7.5V供应芯片内部其它模块工作。
Si9910DY-T1中文资料
Adaptive Power MOSFET Driver 1FEATURESD dv/dt and di/dt Control D Undervoltage Protection D Short-Circuit ProtectionD t rr Shoot-Through Current Limiting D Low Quiescent Current D CMOS Compatible InputsD Compatible with Wide Range of MOSFET Devices D Bootstrap and Charge Pump Compatible (High-Side Drive)DESCRIPTIONThe Si9910 Power MOSFET driver provides optimized gate drive signals, protection circuitry and logic level interface. Very low quiescent current is provided by a CMOS buffer and a high-current emitter-follower output stage. This efficiency allows operation in high-voltage bridge applications with “bootstrap” or “charge-pump” floating power supply techniques.The non-inverting output configuration minimizes current drain for an n-channel “on” state. The logic input is internally diode clamped to allow simple pull-down in high-side drives.Fault protection circuitry senses an undervoltage or output short-circuit condition and disables the power MOSFET.Addition of one external resistor limits maximum di/dt of the external Power MOSFET . A fast feedback circuit may be used to limit shoot-through current during t rr (diode reverse recovery time) in a bridge configuration.The Si9910 is available in 8-pin plastic DIP and SOIC packages, and are specified over the industrial, D suffix (−40to 85_C) temperature range. In SOIC-8 packaging both standard and lead (Pb)-free options are available.FUNCTIONAL BLOCK DIAGRAMV DDINPUT1.Patent Number 484116.ABSOLUTE MAXIMUM RATINGSVoltages Referenced to V SS PinV DD Supply Range −0.3 V to 18 V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Pin 1, 4, 5, 7, 8−0.3 V to V DD + 0.3 V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Pin 2−0.7 V to V DD + 0.3 V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Input Current "20 mA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Peak Current (I pk )1 A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Storage Temperature −65 to 150_C. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Operating Temperature −40 to 85_C . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Junction Temperature (T J )150_C . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Power Dissipation (Package)a8-Pin SOIC (Y Suffix)b 700 mW . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8-Pin Plastic DIP (J Suffix)b 700 mW. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Notesa.Device mounted with all leads soldered or welded to PC board.b.Derate 5.6 mW/_C above 25_C.SPECIFICATIONS aTest ConditionsLimitsParameterSymbolUnless Otherwise SpecifiedV DD 10.8 V to 16.5 VT A = OperatingTemperature RangeMin cTyp bMax cUnitInputHigh Level Input Voltage V IH 0.70 x V DD7.4Low Level Input Voltage V IL 6.00.35 x V DDVInput Voltage HysteresisV h0.90 2.03.0High Level Input Current I IHV IN = V DD "1Low Level Input Current IILV IN = 0 V"1m A OutputHigh Level Output Voltage V OH I OH = −200 mA V DD −310.7Low Level Output Voltage V OL I OL = 200 mA1.33Undervoltage Lockout V UVLO 8.39.210.6I SENSE Pin ThresholdV TH Max I S = 2 mA, Input High100 mV Change on Drain0.50.660.8VVoltage Drain-Source Maximum V DS Input High 8.39.110.2Input Current for V DS Input I VDS 1220.0m A Peak Output Source Current I OS+1A Peak Output Sink CurrentI OS −−1SupplySupply Range V DD 10.816.5V I DD1Output High, No Load 0.11Supply CurrentI DD2Output Low, No Load100500m ADynamicPropagation Delay Time Low to High Level t PLH 120Propagation Delay Time High to Low Level t PHL 135Rise Time t r C L = 2000 pF50nsFall Timet f 35Overcurrent Sense Delay (V DS )t DS 1m S Input CapacitanceC in5pF Notesa.Refer to PROCESS OPTION FLOWCHART for additional information.b.Typical values are for DESIGN AID ONLY , not guaranteed nor subject to production testing.c.The algebraic convention whereby the most negative value is a minimum and the most positive a maximum.AC TESTING CONDITIONSIN (IN = L)OUTV DD V SS V OH V OLPIN CONFIGURATIONS AND ORDERING INFORMATIONV DS PULL-UP INPUT PULL −DOWN V DD V SS DRAINI SENSESOIC-85678Top View2341PDIP-8V DS PULL-UP INPUT Pull-DOWN V DD V SS DRAINI SENSETop View56782341ORDERING INFORMATIONPart NumberTemperature Range PackageSi9910DY Si9910DY -T1SOIC-8Si9910DY -T1—E3−40 to 85_CSi9910DJ PDIP 8Si9910DJ-T1PDIP-8PIN DESCRIPTIONPin 1: V DSPin 1 or V DS is a sense input for the maximum source-drain voltage limit. Two microseconds after a high transition on input pin 2, an internal timer enables the V DS(max) sense circuitry. A catastrophic overcurrent condition, excessive on-resistance,or insufficient gate-drive voltage can be sensed by limiting the maximum voltage drop across the power MOSFET. An external resistor (R3) is required to protect pin 1 from overvoltage during the MOSFET “off” condition. Exceeding V DS(max) latches the Si9910 “off.” Drive is re-enabled on the next positive- going input on pin 2. If pin 1 is not used, it must be connected to pin 6 (V SS ).Pin 2: INPUTA non-inverting, Schmidt trigger input controls the state of the MOSFET gate-drive outputs and enables the protection logic.When the input is low (v V IL ), V DD is monitored for an undervoltage condition (insufficiently charged bootstrap capacitor). If an undervoltage (v V DD(min)) condition exists,the driver will ignore a turn-on input signal. An undervoltage (v V DD(min)) condition during an “on” state will not be sensed.Pin 3: V DDV DD supplies power for the driver’s internal circuitry and charging current for the power MOSFET’s gate capacitance.The Si9910 minimizes the internal I DD in the “on” state (gate-drive outputs high) allowing a “floating” power supply to be provided by charge pump or bootstrap techniques.Pin 4: DRAINDrain is an analog input to the internal dv/dt limiting circuitry.An external capacitor (C1) must be used to protect the input from exposure to the high-voltage (“off” state) drain and to set the power MOSFET’s maximum rate of dv/dt. If dv/dt feedback is not used, pin 4 must be left open.Pin 5: I SENSEI SENSE in combination with an external resistor (R 1)protects the power MOSFET from potentially catastrophic peak currents. I SENSE is an analog feedback that limits current during the power MOSFET’s transition to an “on” state. It is intended to protect power MOSFETs (in a half-bridge arrangement) from “shoot-through” current, resulting from excess di/dt and t rr of flyback diodes or from logic timing overlap. An 0.8-V drop across (R1) should indicate a current level that is approximately four times the maximum allowable load current. When the I SENSE input is not used, it should be tied to pin 6 (V SS ).Pin 6: V SSV SS is the driver’s ground return pin. The applications diagram illustrates the connection of V SS for source-referenced“floating” applications (half-bridge, high-side) and ground-referenced applications (half-bridge, low-side).Pin 7: PULL-DOWN Pin 8: PULL-UPPull-up and pull-down outputs collectively provide the power MOSFET gate with charging and discharging currents. Turn “on” or “off” di/dt can be limited by adding resistance (R 2) in series with the appropriate output.APPLICATIONS“Floating” High-Side Drive ApplicationsAs demonstrated in Figure 1, the Si9910 is intended for use as both a ground-referenced gate driver and as a “high-side”or source-referenced gate driver in half-bridge applications.Several features of the Si9910 permit its use in half-bridge high-side drive applications.A simple and inexpensive method of isolating a floating supply to power the Si9910 in high-side driver applications had to be provided. Therefore, the Si9910 was designed to be compatible with two of the most commonly used floating supply techniques: the bootstrap and the charge pump. Both of these techniques have limitations when used alone. A properly designed bootstrap circuit can provide low-impedance drive which minimizes transition losses and the charge pump circuit provides static operation.The Si9910 is configured to take advantage of either floating supply technique if the application is not sensitive to their particular limitations, or both techniques if switching losses must be minimized and static operation is necessary. The schematic above illustrates both the charge pump and bootstrap circuits used in conjunction with an Si9910 in a high-side driver application.Input signal level shifting is accomplished with a passive pull-up (R4) and n-channel MOSFET (Q2) for pull-down in applications below 500 V. T otal node capacitance defines the value of R4 needed to guarantee an input transition rate which safely exceeds the maximum dv/dt rate of the output half-bridge. Using level-shift devices with higher current capabilities may necessitate the addition of current-limiting components such as R5.Bootstrap Undervoltage LockoutWhen using a bootstrap capacitor as a high-side floating supply, care must be taken to ensure time is available to recharge the bootstrap capacitor prior to turn-on of the high-side MOSFET. As a catastrophic protection against abnormal conditions such as start-up, loss of power, etc., an internal voltage monitor has been included which monitors the bootstrap voltage when the Si9910 is in the low state. The Si9910 will not respond to a high input signal until the voltage on the bootstrap capacitor is sufficient to fully enhance the power MOSFET gate. For more details, please refer to Application Note AN705.APPLICATION CIRCUITFIGURE 1.High-Voltage Half-Bridge with Si9910 Drivers。
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控制电压为低电平时，MOSFET关断，储能电感通过整流肖特基二极管释放能量，从而点这LED灯串。
由于高压供电，MOSFET应选用耐高压产品，RCS为电流检测电阻，MOSFET的电流流过RCS时，全产生一个电压降UCS，当VSC达到约250mV 阀值电压时，MOSFET关断，从而控制MOSFET管的开通/关断，使储能电感周期性的充电放电，完成对LED的恒流驱动，LED灯驱动的占空比为D=Vout／Vin。
通过储能电感的最大电流为I LM A X=250／R C S(mA)，通过LED的平均电流ILED约为3R×I L M AX。
RCS阻值不同，就可设置通过LED的驱动电流，R C S越小，输出电流越大。
R C S的选择公式如下：
Rcs=250mV
（I LED+0.5×I L）
I
L E D 为通过LED灯的电流；I
L
为通过电感L的峰值电流
例如：I
L ＝150mA I
L E D
=500mA 则R
C S
=0.43Ω
（1）电感的选择
电感的电感量的选用原则是确保流过电感的电流变化值，远小于通过电感的最大电流值。
在正常工作中，电感处于一个充电放电的状态，当输入电压和输出电压的压差较大时，应相应加大电感的值，当压差小时可以用较小的电感。
一般取值在几百微享到十几毫享，视实际应用而定。
（２）MOS 管的选择
在220V交流供电情况下，首先要考虑MOSFET的耐压，一般要求MOSFET的耐压高于600V。
其次，根据驱动LED灯电流的大小，选择MOSFET的I
D S
最大电流。
一般情况
下，应选用MOSFET的I
D S
最大电流是LED灯驱动电流的5倍以上。
另外MOSFET的内
阻要小；R
D S 应小于0.5欧以下，R
D S
越小，在MOS管上面的功率损耗越小，电路的变
换效率就越高。
在12V/24V直流供电情况下，首先考虑的是I
D S 最大电流值和R
D S
值，R
D S
越小越好，
选择小于0.2欧以下的MOSFET管。
（３）LED灯亮度调节
LED灯的亮度调节，可由以下二种方法：
第一种方法是通过改变R CS的电阻，R CS的电阻越小，LED灯的亮度越高，R CS电阻越大，亮度越小。
第二种方法是PWM调光方式，PWM信号可由CPU产生，也可由其它脉冲信号产生，PWM 信号可控制通过LED灯的电流从0变到正常电流状态，即可使LED灯从暗变为正常亮度（由R CS 确定）。
PWM占空比越大（高电平时间长），亮度越亮。
利用PWM控制LED的亮度，非常方便和灵活，是最常用的调光方法，PWM的频率可从几十Hz到几千KHz。
（４）工作频率设定
工作频率由R OSC和C OSC来设定，R OSC接到VDD端，R OSC阻值越小，频率越高，RSC＝510K 时，工作频率约为2.5MHz，C OSC越大，工作频率越低，C OSC＝200pF时，工作频率约300KHz，工作频率的高低，是根据实际使用情况决定的。
工作频率越高，电感可以越小，电感的成本越低，工作的频率Fs=D／T ON。
T OFF＝（1-D）·TS；D为占空比；T ON为MOSFET管接通时间，T OFF 为MOSFET管断开时间。
典型应用电路2：市电220伏驱动12颗1W 白光LED。