倍频单极性SPWM调制法逆变器设计
一种单极倍频电压型SPWM软开关DC_AC逆变器的设计
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单极性倍频spwm原理_单极性倍频SPWM调制的逆变电源系统详解
单极性倍频spwm原理_单极性倍频SPWM调制的逆变电源系统详解随着电力电子技术的发展，人们对逆变电源的要求也越来越高。
在大功率逆变电源场合，流过主电路上的器件电流非常大，作为开关管的IGBT 上流过的电流可达几百安，所以一般所选的开关管容量比较大，这就导致调制时的开关频率不能过高。
本文首先介绍了主电路与三环控制，其次介绍了单极性倍频SPWM调制，最后阐述了系统实验分析wNN，具体的跟随小编一起来了解一下。
一、主电路与三环控制逆变器主电路结构如图1所示，主电路采用全桥结构，输出端连接了LC 滤波器滤除高次谐波。
开关管的驱动信号由三角波和正弦波比较匹配得到。
三环控制结构图如图2所示，由内到外分别为瞬时值电容电流环、瞬时值电压环和电压有效值环。
其中：瞬时值电流环的主要作用是校正输出电压波形;瞬时值电压环主要作用是校正输出电压的相位，并提高系统的动态性能;电压有效值环的主要作用是使输出电压稳定在所需要的电压幅值。
电流瞬时值内环和电压瞬时值外环均采用P调节器，最外环电压有效值环采用PI 调节器。
图3和图4 分别为采用三环控制的逆变电源系统从满载到空载和空载到满载的波形仿真图，图3中Uo为输出电流。
由图3-4 可知，切载时电压幅值基本保持不变，说明系统具有较好的动态特性。
在常规SPMW波调制中，开关频率和输出脉冲频率是相等的，但是在大功率条件下，开关频率不能过高，原因主要：
①开关频率过高会导致开关损耗增大;
②会使开关管发热严重，长时间运行会损坏开关器件;
③开关频率过高，出现擎住效应的几率增大;
④大容量开关器件高速通断，会产生很高的电压尖峰，有可能造成开关管或其他元件被击。
一种基于模拟电路的倍频单极性SPWM控制策略
176研究与探索Research and Exploration ·探讨与创新中国设备工程 2018.05 (上)正弦波脉宽调制技术（SPWM)输出谐波小，精度高，在逆变领域应用广泛可以采用3种SPWM 控制方案，即单极性SPWM 控制，双极性SPWM 控制以及倍频单极性SPWM 控制。
所谓倍频单极性SPWM 控制是指逆变器输出脉冲的调制频率是载波频率的两倍，并且输出脉冲具有单极性特征，对以载波频率为W с为基准并采用双重傅里叶级数进行谐波分析，可以得出：基波幅值与调制度M 成正比，故通过调节正弦调制波的幅值就可以调节输出电压，其谐波含量大，主要分布在载波角频率W с以及2W с、3W с附近，并以载波角频率W с附近谐波幅值为最大。
但根据分析结果，载波采用单极性三角波的单极性SPWM 波形的谐波含量比双极性SPWM 谐波含量小得多。
因此实现倍频单极性SPWM 能进一步减少谐波，改善输出波形的品质意义重大。
本文从单极性和双极性SPWM 调制技术的原理出发，从图像入手推导出一种基于模拟元件的倍频单极性SPWM 的控制策略，并给出每一步设计的理由。
1 分析单极性、双极性SPWM 实现方法若采用单极性SPWM，通常采用图1方式控制实现。
为实现单极性SPWM 控制，根据单相电压型正弦波逆变器电路桥臂控制功能的不同，可以将其分为周期控制桥臂以及调制桥臂，其中上面比较器用于驱动调制桥臂，下面比较器用于驱动控制桥臂。
在正弦调制波正半周，由于三角载波极性为正，则下面比较器输出极性为正，此时，VT 4导通而VT 4关断，即有VT 4导通或VD 4续流导通，这取决于电流i α的方向。
同时。
比较器A 根据调制波与载波的调制而输出SPWM 信号，当VT 1导通有效而VT 2关断有效时，VT 1导通或VD 1续流导通，当VT 2关断，反之，当VT 2导通有效而VT 1关断有效时，VT 2导通或VD 2续流导通，而VT 1关断。
单极性SPWM逆变电路电力电子课设
电力电子技术课程设计单极性SPWM单相桥式逆变电路的设计与仿真院、部：电气信息工程学院学生姓名：李旺指导教师：杨万里职称助教专业：自动化班级：1401班学号：1430740107完成时间：2017.6湖南工学院电力电子技术课程设计课题任务书学院:电气与信息工程学院专业：自动化摘要20世纪80年代以来，信息电子技术和电力电子技术在各自发展的基础上相结合而产生了一代高频化、全控型的电力电子器件，典型代表有门极可关断晶闸管、电力晶体管、电力场效应晶体管和绝缘栅双极型晶体管。
逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。
这里在研究单相桥式PWM逆变电路的理论基础上，采用Matlab的可视化仿真工具Simulink建立单相桥式单极性控制方式下PWM逆变电路的仿真模型，通过动态仿真，研究了调制深度、载波度对输出波形的影响。
仿真结果表明建模的正确性，并证明了该模型具有快捷、灵活、方便、直观等一系列特点，从而为电力电子技术教学和研究中提供了一种较好的辅助工具。
关键词:PWM控制技术；逆变电路；单极性SPWM；SimulinkAbstractSince 1980s, the electronic information technology and power electronics technology combined to produce a generation of high frequency phase in their development, full controlled power electronic devices, a typical gate turn off thyristor, power transistor, power MOSFET and insulated gate bipolar transistor.The inverter circuit is one of the most important applications of PWM control technology. Here in the theoretical basis of the single-phase bridge inverter circuit of the PWM, the simulation model of PWM inverter using Matlab visual simulation tool Simulink to establish the single-phase bridge unipolar control mode, through dynamic simulation, studied the modulation depth, the carrier frequency of the output voltage. Influence of load current; and analyzes the harmonic characteristics of output voltage, load current. The simulation results show that the model is correct, and it is proved that the model is fast, flexible, convenient, intuitive and a series of characteristics, so as to power electronic technology teaching Study and research provides an effective tool.Key words:PWM control technology; inverter circuit; SPWM waveform; Simulink目录1绪言 (1)1.1电力电子技术的概况 (1)1.2课程学习情况简介 (1)1.3设计要求及总体方案设计 (2)2主电路设计 (3)2.1主电路原理图及原理分析 (3)2.2器件选择及参数计算 (4)3控制与驱动电路设计 (5)3.1控制电路设计 (5)3.2驱动电路设计 (6)4保护电路设计 (7)4.1过电流保护 (7)4.2过电压保护 (7)5仿真分析 (8)5.1仿真软件介绍 (8)5.2仿真模型的建立 (8)5.3仿真结果分析 (10)6设计总结 (13)参考文献 (14)致谢 (15)附录 (16)1绪言1.1电力电子技术的概括随着电力电子技术的高速发展，逆变电路的应用非常广泛，蓄电池、干电池、太阳能电池等都是直流电源，当我们使用这些电源向交流负载供电时，就需要用到逆变电路了。
单极性全桥逆变SPWM控制方法以及解决过零点振荡的方案
单极性全桥逆变SPWM控制方法以及解决过零点振荡的方案引言当前众多电源应用领域对交流电源的要求越来越高，传统的电网直接供电方式在很多场合已无法满足要求，因此，需要对电网或者其他能源处理后逆变输出。
高质量的逆变电源已经成为电源技术的重要研究对象。
全桥架构又是逆变器中非常重要的架构。
全桥逆变控制方式主要分为双极性控制方式和单极性控制方式。
双极性控制是对角的一对开关为同步开关，桥臂上下管之间除死区时间外为互补开关，控制相对简单，但是它的开关损耗高，存在很大的开关谐波，电磁干扰大，而单极性控制可以很好地解决这些问题。
全桥逆变器单极性控制仅用一对高频开关，相对于双极性控制具有损耗低、电磁干扰小、无开关频率级谐波等优点，正在取代双极性逆变控制方式。
但由于控制环路的延时作用，单极性控制方式的逆变器仍然受一个问题的困扰，即在过零点存在一个明显的振荡。
单极性控制方式又包括单边方式和双边方式，双边方式相对于单边方式在抑止过零点振荡方面有一定优势，但仍然无法做到过零点的平滑过渡。
为了提高逆变器的输出波形质量，本文分析了，单极性双边控制方式，分析了其振荡产生原因，并介绍一种解决过零点振荡的方案。
1 主电路拓扑单极性SPWM逆变器如图1所示，由2组桥臂构成，一组桥臂（S3，S4）以高频开关工作频率工作，称为高频臂；另一组桥臂（S1，S2）以输出的正弦波频率进行切换，称为低频臂。
2 单极性双边SPWM控制方式单极性逆变有两种产生SPWM的方法，分为单极性单边SPWM控制方式和单极性双边SPWM控制方式，文献l对此有比较详尽的介绍，这里只介绍过零点特性较好的双边控制方式，这种方式对于单边控制方式仍然有效。
在单极性双边SPSM控制方式中，给定的载波信号按正弦方式变化，三角调制波信号，当输出电压为正时三角波为正，输出电压为负时三角波为负，如图2所示。
高频臂上管S3的开关由载波与调制波相比较决定，载波幅值大于调制波则开通，载波幅值小于调制波则关断，除去死区时间，高频臂上管S3与高频臂下管S4的开关完全互补。
实验单相逆变器单极性和双极性SPWM调制技术的仿真
单相逆变器单极性和双极性SPWM 调制技术的仿真1.PWM 控制的基本原理PWM （Pulse Width Modulation ）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形。
PWM 控制技术的重要理论基础是面积等效原理，即：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。
下面分析如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。
把正弦半波分成N 等分，就可以把正弦半波看成由N 个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。
如果把这些脉冲序列用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积（冲量）相等，就可得到图1所示的脉冲序列，这就是PWM 波形。
像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM 波形，也称为SPWM 波。
图1 单极性SPWM 控制方式波形上图所示的波形称为单极性SPWM 波形，根据面积等效原理，正弦波还可等效为图2中所示的PWM 波，这种波形称为双极性SPWM 波形，而且这种方式在实际应用中更为广泛。
图2 双极性SPWM 控制方式波形2.PWM 逆变电路及其控制方法PWM 逆变电路可分为电压型和电流型两种，目前实际应用的几乎都是电压型电路，因此本节主要分析电压型逆变电路的控制方法。
要得到需要的PWM 波U d -U Oω t Ud - U d形有两种方法，分别是计算法和调制法。
根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM 波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM 波形，这种方法称为计算法。
由于计算法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。
与计算法相对应的是调制法，即把希望调制的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM 波形。
通常采用等腰三角波作为载波，在调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM 波形。
基于单极性倍频SPWM调制的电阻焊逆变电源
基于单极性倍频SPWM调制的电阻焊逆变电源罗忠福;谢明【摘要】Single phase power frequency resistance welding machines of widely used in the current market have these problems.The working current is discontinuous.It is easy to occur splash and power factor islow.In view of these problems, it is designed a resistance welding inverter control scheme which based on unipolar double frequency SPWM modulation.After the three-phase AC power grid voltage is rectified, it is used SPWM inverter technology to achieve constant current and constant voltage control.The current of power supply output is continuous and current spikes is small.It is high thermal efficiency and high powerfactor.For some welding technology of need a short welding time, the output current frequency can be increased to achieve a short time welding.%由于单相工频电阻焊机存在工作电流不连续,易产生飞溅,功率因数低的问题.设计了一种基于单极性倍频SPWM调制的电阻焊逆变电源控制方案,将三相工频交流电网电压整流后,采用SPWM逆变技术实现恒流、恒压控制,电源输出电流连续,电流尖峰小,热效率高以及功率因数高的目的.对于某些需要较短焊接时间的焊接工艺,还可提高输出电流频率,实现较短时间焊接.【期刊名称】《电子科技》【年(卷),期】2016(029)012【总页数】4页(P55-58)【关键词】电阻焊;单极性倍频SPWM;逆变电源【作者】罗忠福;谢明【作者单位】上海理工大学光电信息与计算机工程学院,上海 200093;上海理工大学光电信息与计算机工程学院,上海 200093【正文语种】中文【中图分类】TM464电阻焊因其具有操作简单、焊接质量高、生产效率高，易于实现机械化、自动化等优点，在焊接领域中得到广泛应用，近年来对于电阻焊机产品的需求量不断增加[1-2]。
基于单极性倍频SPWM调制的电阻焊逆变电源
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目录1 设计要求 (1)2 逆变器控制方式选择 (1)3 方案设计 (2)3.1系统总体框图 (2)3.2主电路的设计 (3)3.3 DSP的选取 (4)3.4驱动电路的设计 (5)3.5采样电路 (6)3.6保护电路 (6)4 元件参数计算 (7)4.1输出滤波电感L f、滤波电容C f的选取 (7)4.2变压器的设计84.3功率开关的选择 (8)5 仿真结果 (9)5.1驱动波形 (9)5.2功率开关器件两端的电压波形 (10)5.3逆变器输出波形 (10)6 结论 (11)参考文献 (12)1 设计要求主要内容：利用倍频单极性SPWM 调制法究逆变器的调制方式，分析系统的稳定性和外特性，给出系统的硬件结构框图，设计系统各个部分的硬件电路，完成数字控制SPWM 逆变器的原理试验和仿真。
基本要求：输入电压：40～60VDC ；输出额定容量：1kVA ；输出电压：220V ±3%；输出电压频率：50Hz 载波频率：25kHz ；THD ：≤3%。
2 逆变器控制方式选择传统逆变器的控制电路都是采用模拟电路和小规模数字集成电路实现的。
随着信息技术的发展，数字控制技术在逆变电源控制领域已得到越来越广泛的应用。
综合考虑系统性价比以及数字控制方式存在的问题，目前，部分数字化（CPU ）产生基准正弦，宽频带的电压调节器仍由模拟电路实现）不失为中小功率逆变器控制电路的优选方案。
本文分别对两种模拟/数字混合控制方案进行了比较研究，分析了它们的设计与实现，给出了相关实验结果。
本章研究的混合控制方式，也是基于数字控制器的。
利用DSP 取代纯模拟控制中的一些实现环节，如基准正弦发生器、输出过载保护、输出过压/欠压保护等，对于减小控制电路复杂程度、提高系统控制特性是有好处的。
同时，混合控制方式也考虑了数字控制可能产生的一些问题，尽可能保留模拟控制的优点，仍采用模拟电路实现电压调节器，与全数字控制系统相比，提高了系统带宽频率和动态响应速度。
可见，这种模拟/数字混合控制逆变器具有较高的性价比，在一些应用场合具有较大的优势。
根据PWM 控制信号的产生方式，常用的混合控制实现方案有两类：模拟/数字混合控制方案Ⅰ、模拟/数字混合控制方案Ⅱ。
方案Ⅰ的实现框图如图1。
图1 混合控制方案Ⅰ的实现框图信号的数值以执行各种保护等，控制电路的其它部分如电压调节器（包括控制框图中前向通道的有源PI校正电路和反馈通道的无源超前校正网络）、PWM发生器等都是用模拟元件实现的。
由于DSP产生的基准正弦信号带有高频谐波分量，需采用低通滤波器才能得到光滑的基准正弦波，作为逆变控制系统的指令信号。
图2给出了模拟/数字混合控制方案Ⅱ的实现框图，系统工作过程为：DSP 提供基准正弦数据，经低通滤波器滤波后得到连续的基准正弦波形，有源PI校转换器采样并通过部的事件管理器产生各路PWM控制信号，再经驱动电路控制逆变桥功率开关管的通断。
就控制电路的复杂程度而言，尽管两种方案采用了相同的DSP作为控制芯片，由于方案Ⅰ仍采用与纯模拟控制电路中相同的PWM控制信号生成电路，没有充分运用DSP的片上资源，使得控制电路规模变大，而方案Ⅱ则可省去比较复杂的三角波发生器和比较器，具有一定的成本优势。
如前节所述，采用方案Ⅰ时，功率开关管驱动信号的死区时间需要通过模拟器件产生，与方案Ⅱ的软件编程产生死区时间相比，控制精度降低，灵活性差，必须设置相当长的死区时间以保证功率电路的安全，而方案Ⅱ产生的死区时间精度很高，只需根据功率开关管的工作特性设置较短的死区即可，于是可以减轻死区效应，提高逆变器的控制性能。
本文拟采用方案Ⅰ进行分析与设计。
3 方案设计3.1系统总体框图以数字信号处理器(DSP)为核心的逆变器控制框图如图3所示。
在数字信号流电经工频变压器和输出滤波器处理后，得到稳定、纯洁的正弦波电源。
3.2主电路的设计1、主电路的结构逆变器的主电路结构形式多种多样，有全桥型、半桥型及推挽型等。
中小容量逆变电源多采用半桥式逆变器结构，结构简单，控制方便。
中大容量逆变电源一般采用全桥式和推挽式逆变器结构。
为了滤除高次谐波，逆变桥后级均接有LC 滤波器。
全桥型的主电路结构由于各种因素的影响必然存在直流偏磁的问题。
直流偏磁的存在致使铁心饱和，从而加大了逆变器输出变压器的损耗，降低了效率，甚至会引起逆变失败，对系统的运行有着极大的危害，必须采取措施加以解决。
小容量逆变电源因为输出容量小，电压和电流不大，因此开关器件多选用电力MOSFET 。
而大容量正弦波输出的逆变电源因其电压电流一般都比较大，因此多采用IGBT 作为它的开关器件。
图3 系统总体框图i U f L图4 单相全桥逆变主电路型，带有输出隔离变压器的主电路形式，并采用MOSFET 作为开关器件。
主电路图如图4所示。
2、输出滤波电容的选取输出滤波电容f C 用来滤除输出电压o U 的高次谐波，若f C 越大，输出电压oU 的THD 就越小，但DC/AC 逆变器无功电流分量增大，从而增大了变流器的体积和成本。
一般选取max 5.0o cf I I ≤为宜，因此滤波电容f C 值应满足)(5.0max o o o fU I Cω≤ （1）3、输出滤波电感设计滤波电感f L 有两个作用一方面滤除输出波形中的高次谐波；另一方面作为积分环节实现SPWM 控制。
它的设计应满足四个方面的要求。
1）尽可能滤除调制波AB U 的高次谐波分量，提高输出电压波形质量，滤波电感的高频阻抗与滤波电容的高频阻抗相比不能过低，即滤波电感的感值不能太小。
为满足输出电压波形质量，要求一个采样周期中，电感电流的最大变化量小于允许的电感电流纹波maxLfI ∆。
在0=o U 时，Lf I ∆最大，此时有：)()(max12Lfk i f I f N N U L ∆> （2）2）电感电流Lf i 必须能跟踪上给定电流g i 的变化，即dt di dt di g Lf >。
一旦Lfi 不能跟踪g i 的变化，输出电压的失真度就会变大，严重时甚至导致系统异常工作。
因此f L 不能过大，即)sin ,sin min(12og om o g om i f I U I U N N U L ωαωα-< （3）式中，om U 为输出电压峰值。
3.3 DSP 的选取目前，随着计算机和信息产业的飞速发展，信号处理学科不但在理论上，而且在方法上都获得了迅速发展。
特别是信号处理器DSP(Digital Signal Processor)的诞生与快速发展，使各种数字信号处理算法得以实时实现，为数字信号处理的研究和应用打开了新局面。
由于DSP 具有丰富的硬件资源、改进的并行结构、高速数据处理能力，强大的指令系统和日益提高的性价比己经成为世界半导体产业中紧随微处理器与微控制器之后的又一个热点，在通信、航空、航天、雷达、工业控制。
网络及家用电器等各个领域得到了广泛的应用。
和电源等数字化控制而设计的DSP（TMS320F2407A）。
这款DSP控制芯片有以下特点：1）采用高性能静态CMOS技术，使供电电压降为3.3V.减小了控制器的功耗：40MIPS的执行速度，提高了控制器的实时控制能力。
2）片内有32K字的FLASH程序存储器和1.5K字的数据/程序RAM,544字双口RAM(DASRAM)和2K字的单口RAM(SARAM)。
3）10位A/D转换器，最小转换时间为375nS。
可以以两个8通道的双排序方式采样，或一个16通道排序方式采样。
4）看门狗定时模块(WDT)。
3.4驱动电路的设计隔离驱动电路采用A3120光耦隔离型驱动电路，A3120结构框图及驱动电路结构如图5所示。
A3120是美国惠普公司生产的用于驱动IGBT、MOSFET器件的光电耦合器，该芯片内部集成有光耦、接口和功放单元，可驱动1200V/100A 的IGBT模块。
该驱动芯片的主要特点为：（1）工作电源电压范围宽（15V～30V）；（2）最小的输出电流峰值2A；（3）最大交换速度500ns；（4）具有欠压锁定保护（UVLO）功能；（5）输出与输入信号同相。
当输入信号为高电平时，A3120输出为高电平，由功放级的NPN晶体管放大后输出，驱动功率器件；当输入信号为低电平时，A3120输出为低电平，功放级的PNP晶体管导通，功率器件极间承受反向电压关断。
图中，R的大小将影响逆变器的开关损耗，并且影响功率开关的关断尖峰大小以及逆变器的输出波形质量。
逆变桥选用不同的功率开关，应调整57R的大小，使逆变器获得最佳的性能。
图5 逆变桥功率开关驱动电路W 57R56g在数字控制系统中，DSP 片内A/D 采样能够承受到输入电平范围为0~3.3V ，所以无法对所需的控制量直接进行A/D 采样，因而通常需要把这些量调理后，才能接至DSP 第A/D 转换口。
本系统采用的是电压电流双环控制，所以包括电压采样电路和电流采样电路。
在电压电流双闭环控制系统中，需采样逆变器的输出电压作为反馈量。
为了满足DSP 的A/D 模块输入信号的要求，模拟量需要经过图6所示的调理电路。
电流采样电路和电压采样电路原理基本类似，只需把电压传感器换成电流传感器即可：电感电流经一电流传感器得到与电感电流成正比的电压信号，然后经过调理电路变换到0~3.3V ，输入到DSP 的A/D 模块采样口。
3.6保护电路输入过压和欠压保护电路如图7所示，直流电压保护信号取自主电路输入电压，经电阻84R 分压和光耦隔离后送入控制电路。
利用光电耦合器把各种模拟负载与数字信号源隔离开来，也就是把“模拟地”与“数字地”断开。
经过光耦的保护信号通过比较器分别与设定的最大/最小电压值进行比较，如果电压值超过限定值，比较器就输出低电平。
比较器的输出信号相与，所得的信号送入DSP 的PDPINT 中断口。
当器件引脚PDPINT(电源驱动保护中断)被拉低时，会产生一个外部中断，这个中断是为系统的安全操作提供的。
如果PDPINT 未被屏蔽，当PDPINT 引脚拉低以后，所有的PWM 输出均为高阻态。
这样可以在过流等故障的情况下，把逆变器的PWM 控制信号封死,关闭功率器件，从而实现对逆变器的保护。
图6 电压采样电路4 元件参数计算4.1输出滤波电感L f 、滤波电容C f 的选取取mH L f 1=。
滤波电容电流的有效值为：A U C I o f o cf 38.122010205026=⨯⨯⨯⨯==-πω110%负载时，负载电流的有效值为AU P I oo o 5220%1101000max max =⨯==容性负载时电感电流最大，因此电感电流有效值为AI I I I I L Lf cf o cf Lf 6)90cos(*22max 2≈+-+=ϕ其中，75.0cos 1-=L ϕ。