高频FLYBACK 变压器巧合电感器最佳之设计
FLYBACK设计
FLYBACK设计FLYBACK(又称为回放式电源转换器或反馈电源回路)是一种常见的开关电源拓扑结构，它是一种离散电源转换器，为DC-DC电路提供稳定的输出电压。
FLYBACK设计需要考虑的因素包括输入电压范围、输出电压和电流要求、功率损耗、稳定性和效率等。
FLYBACK基本原理是通过变压器进行能量传递。
变压器由输入端的电感、输出端的电感和绕组匝数的比值组成。
当开关管导通时，电感储存能量；当开关管关断时，能量通过二极管传递给输出端。
通过调整开关管的导通时间，可以实现输出电压的调节。
FLYBACK设计的第一步是确定输入电压范围和输出电压要求。
输入电压范围通常由您的应用需求决定，而输出电压需要根据所驱动的负载电路来选择。
例如，如果需要驱动一组LED灯，输出电压应与LED的电压匹配。
您可能还需要考虑到电压的调整范围和调整精度。
第二步是选择适当的电力元件，如变压器、开关管和二极管等。
变压器的匝比决定了输入电压和输出电压的比例，因此需要根据输出电压来选择合适的变压器。
开关管的选择也很重要，您需要选择具有适当承载电流和开关频率的开关管。
二极管应具有足够的反向耐压和快速恢复时间。
第三步是设计控制电路。
控制电路的作用是实时监测输出电压并调整开关管的导通时间。
一种常见的控制电路是基于反馈的控制方法。
它通常由比较器、误差放大器和PWM控制器组成。
误差放大器通过比较设定值和实际输出电压来产生误差信号，然后传递给比较器。
比较器会将误差信号与参考信号进行比较，并产生PWM信号，控制开关管的导通时间。
最后一步是进行性能和稳定性分析。
您需要进行电路稳定性、转换效率和功率损失等方面的计算和测试。
这些分析可以帮助您优化设计，提高转换效率并降低功率损耗。
总之，FLYBACK设计需要考虑输入输出电压、功率因数校正、电流调节、短路保护、过电压保护等各项设计指标。
通过选择适当的电力元件，设计合适的控制电路并进行性能和稳定性分析，可以实现高效且稳定的DC-DC电路。
Flyback正激变换器的工作原理
第1章Flyback正激变换器的工作原理1.1 引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器(全桥、半桥、推挽等)和单端变换器(正激式、反激式等)。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv /dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本章主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
1.2 Flyback 型有源箝位正激变换器稳态工作原理有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振，创造主开关和箝位开关的ZVS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
Flyback反激设计总结
反激变压器的设计步骤
1.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度
初级绕组的匝数：
（1）增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗的减小或增加。 （2）以TDG公司的TP4W铁氧体磁芯为例，在100kHZ的条件下，损耗与 B 2.86 成 正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加15%
次级绕组匝数： 辅助绕组匝数：
（1）反馈环路与控制电路的学习，例如光耦TL431反馈电路、UC3843峰值电流控制等。 （2）热设计，需要考虑器件的散热，这对于产品的可靠性影响很大。 （3）PCB设计，需要考虑布局与布线。
6、课后作业
用反激拓扑设计与制作一个开关电源： 输入市电85Vac～265Vac，输出电压12V，输出电流2.5A，输出功率30W。。。 Note：提供一个参考设计实例，控制芯片选用UC3843
（4）最大占空比Dmax的选择受主MOS的耐压限制。设计时以MOS管耐压选择最大占空比 Dmax（VDS>Vinmax + n*(Vo+Vf)），并留一定的余量（漏感还将引起一个电压尖峰）。并 且如果Dmax大于0.5，那么对于峰值电流控制的方案需要加入谐波补偿电路。
设计时的注意事项及课后作业
5、设计反激电源还需要学习的主要内容
Flyback开关电源工作原理及测试关键要点
)
U0 L2
(t
ton )
Flyback工作原理
1. 磁通连续的工作状况
IF
: toff
L2 Uo
i2max
i2
NP N2
(U in LP
ton
I
P
m
in
)
U0 L2
(t
ton )
U0
N2 NP
ton toff
U in
Dt 1 Dt
Uin n
Dt
ton TS
7. PWM控制IC/OB2263框图
Flyback电路分析和测试要点
Flyback电路设计
隔离反激电源的结构框图
EMI
整流滤波
变压器
次级整流滤波
输出
开关器件
采样反馈
PWM 控制IC 隔离器件 高压区域
低压区域
Flyback电路设计
Flyback电路设计
1. 保险管的选取
作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。
2P0
DtU in
2I0
(1 Dt )n
2TS I0
(TS ton )n
Flyback工作原理
3. 磁通不连续的工作状况
IF : toff
L2 Uo
i2max
i2
NP N2
(U in LP
ton
)
U0 L2
(t
ton )
Vce
Uin
NP N2
U0
I PK
U tin on LPth
高频变压器的最佳设计、优化与仿真[1]
![高频变压器的最佳设计、优化与仿真[1]](https://img.taocdn.com/s3/m/d2e2ff0ff12d2af90242e61b.png)
【方案 9】（在方案 8 基础上，因安规要求增加挡带宽度所改进，线径减细） 线圈连线图：
(b) 对比 2(交错方式)
Case 1 Case 2 Case 3 Case1(PSPSPSPS 结构)：完全交错 Case2(PSPSSPSP 结构)和 Case3(PSSPPSSP 结构)：变比都为 1：1， 原边 4 层并，副边 4 层 并；铜箔宽 5mm、厚 0.07mm，层间绝缘厚度 0.15mm 仿真结果：
四、SAG9000T1 的典型结构方案和仿真对比
【方案 1】（仿 H8411T1） 线圈连线图(7,8 脚为中间抽头)：
内部结构和实测温升（常温下）：
1.5mm 3T N32 2T N12 3T (N12 110.1度)
反包 胶带
N22 1T (N22 117.1度) N31 2T (N31 122.3度) N11 3T N21 1T(骨架 114.5度) (磁芯 88.7度)
11
反包 胶带
空间磁场分布：
H 0.5
l -0.5
虽然磁场分布较对称，但幅值仍较高，而且原边绕组集中在线包中间，强烈的邻近效应将使 电流分布极不均匀。
仿真结果： 电阻 原边 直流 130K 44.8mΩ 130Ω 副边 1 2.38mΩ 5.7mΩ 副边 2 2.56mΩ 5.8mΩ
代入真实电流仿真损耗结果
代入真实电流仿真损耗结果
【方案 7】 线圈连线图：
2,3
N13=26T 0.21*10 N12=26T 0.21*10 N11=26T 0.21*10
12
N21=5T cu 0.075*24mm N22=5T cu 0.075*24mm
7,8
N31=5T cu 0.075*24mm N32=5T cu 0.075*24mm
反激变换器（Flyback）的设计和计算步骤
反激变换器（Flyback）的设计和计算步骤反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输⼊电压围：Vinmin ～ VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G ⼯作频率：fH 最⼤输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq × 95% 。
2. ⼀次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝⽐n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出⼆极管D的正向压降，⼀般取0.5～1V 。
4. 最⼤占空⽐的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，⽤于粗略估计占空⽐是否合适，后⾯⽤更精确的算法计算。
⼀般控制器的占空⽐限制Dlim的典型值为70%。
----------------------------------------------------------------------------- 上⾯是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是 n = Vin / Vo，Vin 可以取希望的⼯作输⼊电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后⾯计算考虑实际情况对n进⾏调整，反复计算，可以得到⽐较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个⼆次绕组，可以⽤单⼀输出等效。
FLYBACK实验报告
FLYBACK实验报告课程名称：开关电源设指导老师：成绩：实验名称：反激电路设计实验类型：同组学生姓名：一、实验目的和要求（必填）二、实验内容和原理（必填）三、主要仪器设备（必填）四、操作方法和实验步骤五、实验数据记录和处理六、实验结果与分析（必填）七、讨论、心得一、实验要求1.使用芯片：UC3844；2.输入要求：单相AC85V～230V；3.输出电压：两路输出，纹波峰峰值以及稳压精度小于额定电压的5％；4.工作模式：自选，如CCM或者DCM；5.控制模式：电流控制模式，DCM或CCM均可。
6.功率要求：小于20瓦二、实验仪器清单1.单相调压器2.电烙铁3.工具（套）4.双踪示波器5.万用表6.电感测量仪7.实验所需主要元器件8.通用印刷电路板9.EI28磁芯及配套骨架10.功率MOSFET11.PWM控制芯片UC3844三、反激电路的工作原理A.理想反激变换器工作原理反激电路在开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。
图1 图2Q1导通时，所有绕组同名端的电压相对于异名端为负；输出整流管D1、D2反偏，C1、C0单独向负载供电。
C1、C0容量的选择应保证提供负载电流的同时能满足输出电压纹波和压降的要求。
Q1导通期间，Np的电压恒定，其电流线性上升，斜率为di/dt=(Vdc-1)/Lp其中，Lp是初级励磁电感。
在导通结束之前，初级电流上升达到Ip=(Vdc-1)Ton/Lp 变压器储能为E=L P×(I P)2Q1关断时，励磁电感的电流使各绕组反向，设此时次级只有一个主次级绕组Nm，无其他辅助绕组。
则由于电感电流不能突变，在Q1关断瞬间，变压器次级电流幅值为I g=I p×(N1 N2 )几个开关周期之后，次级直流电压上升到Vom。
Q1关断时，Nm 同名端电压为正，电流从该端输出并线性下降，斜率为dIs dt=V om/L s。
高效率反激变换器设计技巧
高效率反激变换器设计技巧 变压器设计
绕组结构决定运行参数：
一个绕组结构最终与原边副边匝数相对应 ，其匝比决定反射电压 ：
Np Vr Vout Ns
Vp Vih Vr Vs Vp Ns Np
反射电压决定原边MOS和副边二极管电 压应力（不含尖峰部分）：
有了反射电压即可算出原边电流应力：
D max
Ton To
高效率反激变换器设计技巧 变压器设计
磁参数优化：
磁芯选择 给出一个（PC40材质的）磁功率应力的经验公式：
6.67 Pin Ipk λ B Ae Bs Fo
可由此大致判断（λ =1）磁芯是否合适。高效率的设计要求磁应力不能 太紧张，也就是变压器（包括绕组和磁芯）的发热不要成为整个电源最 突出的。当热应力突出时，应增加磁芯的 Ae.B 或者使用更好的材质。 磁芯型号也有影响，骨架槽宽 B 越大于槽深 H 的偏平窗口由于越容易满 足整层约束而更有利于减少漏感。 磁饱和强度Bs 优化方向是Bs值最优化，约束条件是磁芯
品质，可按 Bs（或原边电感量 Lp）扩大20%～30%余量
后 Ipk 波形可见临界饱和迹象为判据确定Bs取值。更高的 Bs取值，对应更小的气隙、更小的漏感，更小的尖峰电压 、可能更高的整机效率。但太高的Bs取值会使上述余量更 小、磁芯的品质控制困难、成品率降低。 Bs不能靠估计，要实测。Bs有个最佳值，PC40材质，大 约为0.3T，偏离这个最佳值都会降低效率。
5
6
7
路可以先裸奔。比如：磁珠要取消、DS上并联的电容要取消、差模共 模可短路、钳位功率最小化（降低电压运行看情况）、副边二极管吸 收电路不连接（用高耐压二极管先代替看情况）、假负载功率最小化 ，CS采样电阻最小化（非OCP模式），甚至VCC供电和副边控制电路 用电可考虑用电池组临时供电。以免这些电路的设置不合理影响主电 路运行工况，造成误判。
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高頻FLYBACK 變壓器(偶合電感器)最佳之設計
莊榮源
飛瑞股份有限公司
△.前言:
由於市場日益競爭,如何將產品的價格降低,體積縮小,品質提高變成現今大家所共同努力的目標.而在Switch Power Supply 的領域裡,變壓器是非常重要的一部份,而Flyback 變壓器更在其中佔了舉足輕重的地位.如何將變壓器最佳化,就顯得額外的重要.
我們可以從很多SPS書籍中獲得Flyback 變壓器的設計方法,雖然不盡相同,卻是大同小異.就一個設計者的角度來說,設計一個Flyback變壓器並不難,只要將設計的參數訂定,依照書上所寫的設計步驟,一個變壓器就誕生了,在這變壓器誕生的同時,你難道不會懷疑,這變壓器是否為最佳的變壓器呢?因為在這設計的參數裡還隱藏了不確定的因數.例如Flyback 變壓器初級測電感值參數的訂定,你如何能確定你剛開始設計所選定的感值對這顆變壓器是最佳感值呢?本文將針對設計參數做進一步的探討,以達到變壓器的最佳化.
△.變壓器設計:
在實際設計變壓器時,有兩個原則是必須注意到的:
(1)溫升:這是設計變壓器最主要的項目和目的,安規裡有規定變壓器的最高溫升,變壓器的溫升需在安規
的限制範圍內.例如: class A 的絕對溫度不能超過90°C ; class B 不能超過110°C 等等,這都是我們設計必須遵循的準則.
(2)經濟:想在這市場上與人競爭,經濟考量是不可或缺的,尤其是變壓器往往是機器COST中的主要部
分之一,所以如何將變壓器的價格,體積,品質掌握到最佳,就是我們所努力的方向.
1.設計步驟:
要將變壓器最佳化,需將不同的參數重複代入計算,如果利用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,這樣將變得很簡單,只要改變參數就可得到結果.
(1).參數的訂定:
在設計變壓器之前,需先預定一些參數,很多書籍上這些參數都不同,不同的設計參數,設計流程亦不同,現在針對Flyback變壓器最常用的設計參數:
輸入電壓:Vin,輸入的頻率:fs,最大Duty cycle : Dmax,初級與次級圈數比: N,初級電感值: Lp,輸出電壓:Vo,輸出最大:Wo.線圈的電流密度:J, 最大磁通密度: Bmax, 最大繞線因數:Kw
(2)由這些設計參數算出:
△Duty on (初級測導通的比例)
△Duty off (次級測導通的比例)
△初級交流電流值(ΔIpp)
△初級電流Peak 值(Ip(peak))
△初級電流RMS值(Irms)
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,則操作於CCM 1>+off on D D 以此作為分隔CCM 與DCM.若只改變Lp 的值,其餘預定參數固定,將得到一Lp 與AcAw 的關係如下.
感值愈大,所需的變壓器愈大.3.變壓器core 的選擇:再選擇core 之前,有幾點是必須注意與了解的:i.core loss 的溫度特性: 依據機器所規定的周溫,當core 的溫度上升時,我們希望其core loss 是隨著溫度而下降,如此才比較不會有熱跑脫的現象發生.ii.當銅損=鐵損時,效率最高.iii.變壓器的大小直接影響到系統的操作模式,所以必須清楚DCM 與CCM 的優缺點,才能選擇到最適合需求的core.
iv.符合最經濟的原則:也就是說10元能符合規格與需求決不多花1毛錢.
v.選擇的core 愈大,效率不一定愈高,但散熱面積愈大,溫升會愈低.
若了解以上幾點後,依據需求選定變壓器的core. 例如:若在乎的是散熱問題,可選擇大一點的core 和core loss 較小的core(如: MPP core ); 若在乎的是體積和價格,可以選擇較小與市場上價格較低
的core(如: PC30 , PC40 ,MZ4 ,EE ,EI core )
若core 的大小不知如何選擇,建議先選擇符合2 倍Boundary 感值計算出來Ac*Aw 的core.4.變壓器最佳化:
當你選定core 之後,可得知其Ac*Aw 的值.在小於Ac*Aw 的原則下變動預設參數感值Lp 與電流密度,也就是等於改變銅損與鐵損之間的關係.可以得到Lp 與Loss 之間的關係圖如下.
當PCu(銅損)=PFe(鐵損) 時,Total Loss 接近最低值.此感值正是最佳的選擇.
Orlando Core Loss (鐵損)與材料特性有關,製造商會提供單位鐵損的相關資料式:
N M Fe f B K P )(∆=△B:磁通密度變化量, 810⨯=∆f
A N D V
B c p on in ;M 和N 依材質不同而異.Core Loss = PFe * Ve Ve : Core 的體積Couple Loss(銅損)與操作頻率和使用線徑有關,各種線徑的線材都會提供單位長度的直流電阻值,但除了線徑中的標準流集膚效應所產生的繞線電阻增量. rms Cu I P =
W : Layer width 當算出Total Loss = core loss + couple loss 符合安規的標準.當溫升過高時,表示選的core 太小縮小以達到最經濟之原則.( 實際的溫升會比此公式算出的溫升高s Loss Total A P T ⋅⨯≈∆800w c s A A A 34≈As :散熱表面積2cm 一切都決定後,就剩下繞線的方法.若要降低漏感,最好是用三明治繞法EMI 則可加入法拉第銅環.(它可降低一,二次測的雜散電容Differential mode noise 不易經由變壓器的雜散電容傳導出去在一開始就得決定加不加法拉第銅環.
Orlando 文檔2.理論計算:由設計理論可以算出下列的值:Duty on (初級測導通的比例) =0.464Duty off (次級測導通的比例) =0.536
初級交流電流值 (ΔIpp) = 2.321A 初級電流 Peak 值(Ip(peak)) = 3.554 A 初級電流RMS 值 (Irms) = 1.693 A 初級線圈的線徑 (Φp) = 0.576 mm 次級電流 Peak 值(Ip(peak)) = 4.620 A 次級電流RMS 值 (Irms) = 2.365 A 初級線圈的線徑 (Φs) = 0.680 mm 集膚深度mm 22.0=δ所以選擇線徑< 0.44 mm 的線徑0.2mm 多股並繞,N1用8條,N2 用12條0.22mm 線徑並繞.JIS 2種 線材0.2mm 線徑最大完成外徑為0.22mm
有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw)= 1147.34mm 3.core 的選擇選擇core EE19 ,材質PC40 ,其Ac*Aw=1258.56,4mm core loss 在接近100 °C 時最低.Bsat (25°C) = 5100 G Bsat (60°C) = 4500 G Bsat (100°C) = 3900 G Bsat (120°C) = 3500 G Ac = 22.8 2mm Aw = 55.2 2mm Ve = 889.5 3
mm 平均每匝長度MLT = 43.1mm
4.變壓器的最佳化:
JIS 2種線材0.2mm 線徑最大導體電阻
=577.2 ohm/Km 工作溫度90°C 時, 最大導體電阻=736 ohm/Km
代入變壓器正常操作下的輸入電壓27.5V,在符合
Ac*Aw<1258.56的條件下,改變Lp 與J 可求得下列關係圖:4mm
當Lp 感值=40uH, N1=22.83 ,7.86條並繞 , N2=17.56, 13.56core loss = 0.288couple loss =0.358 ,Total Loss 最低= 0.646W,代入下式,算出其慨略溫升06.12=≈w c s A A A 34,C A P T s Loss Total ︒=⨯≈∆⋅.980042取感值Lp = 40uH, N1 =22 ,0.2mm 8條並繞△.結論:在實際設計上,用常態電壓去做變壓器最佳的設計必須注意到為提供足夠的能量,電流會往上升,若預定的Bmax 面的實例設計為例,最低壓時, Ip= 3.44A ,Bmax = 2741Gauss,。