基于UC2844的单端反激电源原理及波形
一款基于UC2844的单端反激式高频稳压开关电源
一款基于UC2844的单端反激式高频稳压开关电源
摘要：本文设计了一种以UC2844电流型PWM控制器控制，多路输出的单端反激式开关电源。
根据UC2844的电流控制模式给出以单端反激式拓扑结构和峰值电流PWM技术为基础的设计方法，通过测试得到的信号波形说明了本方法设计出的开关电源可以减小纹波和提高电源效率，保证电压的稳定输出。
随着电力电子技术的高速发展，功率器件的不断更新，PWM技术的发展日趋完善，使开关电源在通讯、航空、航天、工业自动化及仪表仪器等领域得到了广泛的发展。
其中，以电流型PWM(脉宽调制)控制器为核心的高频开关电源由于具有体积小、重量轻、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强的自动均衡各路输出负载的能力等优点，非常适合用于中小功率的场合，越来越受到市场的青睐。
本文设计了一种以单端反激式拓扑结构和峰值电流PWM技术设计的新式开关电源，它可以更加有效地减小纹波和提高电源效率，保证了稳定电压的输出。
反激式高频稳压开关电源的设计
电源电路主要由单端反激式变换电路和PWM控制电路两部分组成。
设计的目的是将交流电压经过整流滤波后的直流电压转换成两路24V和3.3V的输出，实现对负载的供电。
整体思路是：电流型PWM控制器UC2844通过对电流电压的检测，改变输出电流信号，调整变换器中的开关管导通与截止，从而改变变换器中的峰值电流，达到调节输出电压的目的，保证24V和3.3V的稳定输出。
在整个设计中，以UC2844为核心的反馈控制电路是关键，具有动态响应快、外围电路简单等优点，可以精准、快速地调节输出电。
基于UC3842的单端反激式开关电源的研究与应用
基于UC3842的单端反激式开关电源的研究与应用王海光，尹斌，向东（河海大学电气工程学院，南京，210098）摘 要：文中介绍了电流型控制芯片UC3842及其典型的外围电路，主要讨论了在工程应用中反激式变压器的设计，给出了具体电路的实验结果。
关键词：UC3842；反激式变压器；开关电源UC3842是高性能固定频率电流模式控制器，专为离线式和DC-DC直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。
具有可微调的振荡器，能进行精确的占空比控制，温度补偿的参考，高增益误差放大器，电流取样比较器和大电流]图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET的理想器件[1。
1． UC3842的应用电路及其工作原理随着电力电子器件的飞速发展，开关电源正向着小型化，轻量化，集成化的方向发展。
本文设计的基于UC3842的单端反激式开关稳压电源显示出了巨大的优势。
电流型脉宽调制器UC3842的主要优点：单端输出，可直接驱动双极型功率管或场效应管；管脚数量少，外围电路简单；电压调整率可达0.01%；工作频率更可高达 500 kHz；启动电流小于1 mA，正常工作电流为12 mA；欠压锁定，带滞后；锁存脉宽调制，可逐周限流；并可利用高频变压器实现与电网隔离。
它适用于无工频变压器的低于250w的小功率开关电源，[1][2][3]其工作温度为0～+70℃，最高输入电压为36 V，具有最大电流为1 A的拉、灌输出电流。
其内部参考如图（1）所示：图1 UC3842内部结构图[3]本文设计的是220V/1A的单端反激式开关稳压电源。
主电路结构如图（2）所示：图2 电路原理图简要介绍其工作原理：本电路由三个部分组成：主电路，控制电路和保护电路。
其中，主电路采用的是单端反激式电路，它是升降压变换器的推演并加隔离变压器而得，此电路的优点是：电路简单，能高效提供直流输出，且它是所有电路拓扑中输入电压范围最宽的，这对于输入环境恶劣的负载是比较好的。
基于UC3842的单端反激式开关稳压电源的设计毕业设计论文1
1 引言电源，即提供电能的设备，主要分三类：一次电源（将其它能量转换为电能），二次电源和蓄电池。
其中，二次电源指的是把输入电源（由电网供电）转换为电压、电流、频率、波形及在稳定性、可靠性（含电磁兼容，绝缘散热，不间断电源，智能控制）等方面符合要求的电能供给负载。
高频开关式直流稳压电源由于具有效率高、体积小和重量轻等突出优点，获得了广泛的应用。
开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，系统响应慢，很难达到较高的线形调整率精度，后者，较电压控制型有不可比拟的优点。
UC3842是由Unitrode公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。
所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。
在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。
由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。
2 开关电源概述2.1 开关电源的分类开关型稳压电源的电路结构一般分类如下：（1）按驱动方式分，有自激式和他激式。
（2）按DC/DC变换器的工作方式分：①单端正激式和反激式、推挽式、半桥式、全桥式等；②降压型、升压型和升降压型等。
（3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。
（4）按控制方式分：①脉冲宽度调制(PWM)式；②脉冲频率调制(PFM)式；③PWM 与PFM混合式。
2.2 开关电源的控制原理开关电源是指电路中的电力电子器件工作在开关状态的稳压电源，是一种高频电源变换电路,采用直-交-直变换,能够高效率地产生一路或多路可调整的高品质的直流电压。
开关电源采用功率半导体器件作为开关器件，通过周期性间断工作，控制开关器件的占空比来调整输出电压。
开关电源的基本构成如图2.1所示，其中DC/DC变换器进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有起动、过流与过压保护、噪声滤波等电路。
基于UC3842的单端反激式开关电源的设计
基于UC3842的单端反激式开关电源的设计电源装置是技术应用的一个重要领域，其中高频开关式直流因为具有效率高、体积小和分量轻等突出优点，获得了广泛的应用。
的控制可以分为控制型和控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，系统响应慢，很难达到较高的线形调节率精度，后者，较电压控制型有不行比拟的优点。
UC3842是由Unitrode公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。
所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调整脉宽的。
在脉宽的输入端挺直用流过输出线圈电流的信号与误差输出信号举行比较，从而调整占空比使输出的电感峰值电流尾随误差电压变幻而变幻。
因为结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调节率、负载调节率和瞬态响应特性都有提高，是比较抱负的新型的控制器闭。
1 电路设计和原理1．1 UC3842工作原理UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片，其内部组成框图l所示。
其中脚1外接阻容元件，用来补偿误差放大器的频率特性。
脚2是反馈电压输入端，将取样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电压举行比较，产生误差电压。
脚3是电流检测输入端，与协作，构成过流庇护电路。
脚4外接锯齿波外部定时电阻与定时，打算振荡频率，基准电压VREF为0．5V。
输出电压将打算的变压比。
由图1可见，它主要包括高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。
UC3842主要用于高频中小容量开关电源，用它构成的传统离线式反激变换器电路在驱动隔离输出的单端开关时，通常将误差比较器的反向输入端通过反馈绕组经电阻分压得到的信号与内部2．5V基准举行比较，误差比较器的输出端与反向输入端接成PI补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压举行比较，从而控制序列的占空比，达到电路稳定的目的。
1．2 系统原理本文以UC3842为核心控制部件，设计一款AC 220V输入，DC 24V输出的单端反激式开关稳压电源。
基于UC3842的单端反激式隔离开关稳压电源的设计
Im p lem en ta tion of M u ltip liers fo r F in ite F ield s GF (2m ). IEEE T ran saction s on C ircu its and System , V o l. 38, N o. 7, J u ly 1991 4 P. A. Scp tt, S. E. T ava res and L. E. Pepp a rd. A Fa st VL S IM u ltip lier fo r GF (2m ). IEEE J. Selected A rea s in Comm un ica tion s, V o l. SA C24, pp. 62266, JAN. 1986 5 W. W. Peterson and E. J. W eldon, J r. . E rro r2Co rrect2 ing Codes. Cam b ridge,M A :M IT P ress, 1972 6 F. J. M acW illiam s and N. J. A. Sloane. T he T heo ry of E rro r2Co rrecting Codes. N ew Yo rk: N o rth2Ho lland, 1977 7 S. T. J. FENN , M. B ena issa and D. T aylo r. Im p roved A lgo rithm fo r D ivision over GF (2m ). E lectron ics L et2 ters, 4th M a rch 1993 V o l. 29 N o. 5 8 M. A. H a san, V. K. B ha rgava. D ivision and B it2Seria l M u ltip lica tion over GF ( qm ). IEE P roceed ing s2e, V o l. 139, N o. 3,M ay 1992 9 Gu i2L iang Feng. A VL S IA rch itectu re fo r Fa st Inver2 sion in GF (2m ). IEEE T ran saction s on Com p u ters. V o l 38, N o. 10, O cto rber 1989 ■
基于UC2844的
C → 9.55556 × 10-10
解得C = 0.95556 nF，故C10 取1nF，则实际振荡频率为：
C10 = 9.5556 × 10-10 ; 1.72 f1 = R10 × C10 119 999.
圆周率
2 *) 2 *)
2
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二、变压器参数设计
1、原边参数计算
原边电感（H）
LP = (Uinmin × Dmax )2 × η 2 × fs × Po
0.00195035
原边电流峰值（A）
Ipk = Uinmin × Dmax LP × fs
0.85inmin × Dmax Bw × Ae × fs
由表可得绕组总高度为4.14mm，小于4.4mm的窗口高度，故满足条件。
我的模板.nb
5
三、主要元件参数设计
1、振荡阻容设计
由于反激式开关电源的振荡频率f为120kHz，根据芯片手册可知： 1.72 f= R10 × C10 ;
参考上图选取R10 为15k，则：
R10 = 15 000; 1.72 Solve ⩵ f, C 解方程 R10 × C 常量
6
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钳位电阻：
Rsn = Vsn 2
1 2 Vsn Vsn -n×Uo
× Llk1 × Ipk 2 ×
fs
钳位电阻的损耗：
P= Vsn 2 Rsn
1.80963
钳位电容：
Csn = Vsn △Vsn × Rsn × fs
1.82748 × 10-9
一种采用UC2844的反激式开关电源设计
农技服务 2018,35(8) :108〜109产业技术2反激式开关电源设计反激式开关电源结构简单，相比于正激式开关电源少了一个大的储能电感，以及续流二极管，所以 反激式开关电源的体积相对较小，成本也相对较低。
同时，反激式开关电源的输出电压范围受占空比的 影响比正激式开关电源要大，使得反激式开关电源 要求调控占空比的误差信号幅度较低，误差信号放 大器的増益和动态范围也比较小。
电路框图如图2 所示。
A图1反激式开关电源的原理•iwwC I S133伴随着电力电子技术的飞速发展，功率器件的 不断更新，脉宽调制技术（Pulse Width Modulation , PWM )的发展日趋完善以电流型PW M 控制 器为核心的高频反激式开关电源由于具有体积小、 重S 轻、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强 的自动均衡各路输出负载的能力等优点，得到 了广泛的发展，可以更加有效地减小纹波和提高电 源效率，保证了稳定电压的输出。
1开关电源原理简介整个开关电源分为：输人滤波电路、输出整流滤 波电路、整流滤波电路、高频变换器、控制电路、辅助 电路、反馈电路7个部分（图1)。
整个开关电源的 工作流程：输入电压通过E M I 滤波电路进人开关电 源然后再次进一步整流滤波;然后启动控制芯片输 出一个PW M 波对开关器件进行控制；再通过高频 变换器进行电压转换，之后由反馈电路与辅助电路 将反馈信号反馈至控制电路，通过控制电路对开关 器件控制，最后让开关电源能够可靠稳定地输出所 需电压。
3s X 〇Y本c i I 63100u|" "[~22uR I OCllUC2844C 18.OluVpww图 2 反激式开关电路筐[收稿日期]2018~06-28[基金项目]天津市科技发展战略研究计划项目（17ZLZXZF00960);天津市普通髙等学校本科教学质虽与教学改革研究计划项目(171006107C);大学生创新训练计划项目（201710061022,201710061257)[作者简介]孙强（1983 —)，讲师，博士，从事电力电子与电气传动研究。
基于UC2844的单端反激电源原理及波形
单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V这段时间Pin1电压为7.2V当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
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单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V这段时间Pin1电压为7.2V当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
从2844内部框图可以看出当Pin1电压大于4.4V时（2个二极管压降为0.7V*2），电流取样比较器“-”端电压会被稳压二极管钳位到1V。
当Pin1电压小于4.4V时，电流取样比较器“-”端电压=（Vcom -1.4）/3。
CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15VCH1:电流检测电阻上的电压CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动启动时第一个驱动脉冲，电流检测电阻上的电压从0开始上升，驱动持续时间比较长（10uS左右）启动时的第二个脉冲观察第二个驱动脉冲波形，电流检测电阻上的电压不是从0开始上升，也就是说开关管的电流不是从0开始，所以此时电路工作在CCM（电流连续模式），这是因为启动时负载电流比较大（给各电路的储能电容充电）。
从下图的电路中可以看到，开关管Q2的电流检测电阻后端接了一个RC滤波，然后才接到UC2844的Pin3，由于经过了滤波，Pin3电压是从0V开始逐渐上升的，并不像电流检测电阻上的电压那样陡峭开关管电流检测增加RC滤波的原b因：（1）变压器初级侧线圈匝与匝之间有分布电容，当MOSFET每次开通时，输入电压会给此电容充电，充电电流会流过开通的MOSFET，导致MOSFET电流上有尖峰，此尖峰会体现在电流检测电阻的电压上，并可能超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断，因此需要将此尖峰滤除。
输入电压越大，匝间电容充电电流尖峰越大，如下图所示（MOSFET电流采样电阻上的波形，SIZE-D驱动板）120V输入电压，最大尖峰411mV300V输入电压，最大尖峰730mV（2）在CCM （电流连续模式）状态下，初级侧MOSFET 开通时，次级侧整流二极管反向恢复，反向恢复电流经过变压器反射到初级侧，在MOSFET 电流上形成一个尖峰，如下图所示（电动汽车24V 输入驱动板），此尖峰会超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET 误关断，因此同样需要将此尖峰滤除。
在DCM （电流不连续模式）时，整流二极管不会有反向恢复电流，则MOSFET 开通时没有电流尖峰。
CH1：电流采样电阻上的电压 CH2：UC2844 Pin3CCM ，电流采样电阻上的尖峰 DCM ，电流采样电阻的波形无尖峰关于二极管反向恢复的详细讲解请参考二极管的反向恢复.docx增加RC 滤波的影响：滤波电容容值偏小，电流尖峰不能有效消除；容值偏大会造成电流反馈延时过大，UC2844电流采样脚Pin3的电压低于电流采样电阻的电压，会造成输出限电流/限功率不准，重载或者输出短路时导致MOSFET 、整流二极管损坏。
经验案例参考：电流尖峰（2）Pin1电压下降主反馈（+15V）电压达到11.5V时，UC2844 Pin1电压开始从7.2V往下降，此时光耦U17 Pin1为9.6V，Pin2为8.7V，光耦U17的发光二级管导通（管压降1.0V），Vce电压下降（即UC2844 Pin1电压下降）注：从原理上来说，主反馈电压要达到15V才能使得TL431基准输入电压为2.5V，这样才能保证TL431开始工作，光耦二极管开始导通；而这里主反馈在11.5V时光耦二极管就导通，并不是因为TL431开始工作了，具体原因后文有详细说明CH1：UC2844 Pin1CH2:U17 Pin1CH3:U17 Pin2随着UC2844的Pin1电压降低到低于4.4V，电流取样比较器反相输入端电压不再被钳位到1V，而是随着Pin1电压下降而下降。
这样Pin3的电压峰值也逐渐低于1V。
CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V这里Pin3电压能达到1V Pin3电压已经低于1V了（3）稳态时的波形CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V稳定工作时Pin1为1.76V，根据芯片资料，UC2844内部电流比较器的门限电压（“-”端电压）为（1.76-1.4）/3=120mV。
从这个图看，Pin3电压达到170mV时驱动关断，与计算的120mV有些偏差。
注：此处计算有错误，关断时内部电流比较器门限电压应该用此时Pin1的瞬时值计算，而不是用有效值二、新制动单元开关电源电路图（Ver：0）与SIZE-D的驱动板不同，新制动单元UC2844的Pin1没有通过电阻接到Pin8，从后文可以看出这样做是不太合适的1、启动时Vcc波形新制动单元启动时UC2844的电源Vcc先下降再上升，最低到11V左右，由于UC2844欠压锁定的门限最大值为11V，因此这里有可能导致开关电源打嗝。
而SIZE-D启动时Vcc下降幅度很小。
新制动单元波形CH1：UC2844 Pin7（Vcc）CH3：UC2844 Pin6SIZE-D波形CH1：UC2844 Pin7（Vcc）通过上面的波形引申出两个问题（1）启动时UC2844供电电源Vcc电压值为什么会先降低再上升？启动时，除了给UC2844供电的辅助绕组外，各输出绕组的滤波电容上电压都很低（0V），因此输出绕组电压被钳位在较低的电压。
由于此时辅助绕组输出滤波电容的电压较高（即UC2844电源电压Vcc），整流二极管无法导通，UC2844的工作电流全部来自滤波电容，因此UC2844电源Vcc会有一段时间的下降，直到辅助绕组电压高于滤波电容电压，辅助绕组开始给UC2844供电并给滤波电容补充能量，V CC电压升高。
下图为辅助绕组整流二极管阳极电压波形，启动时阳极电压低于阴极电压（即UC2844电源Vcc 电压）（2）为什么新制动单元的Vcc电压降幅比SIZE-D大很多？对比新制动单元和SIZE-D电路主要有三点不同①新制动单元UC2844的Vcc滤波电容为47uF，SIZE-D则为220uF。
这样在UC2844启动之前，SIZE-D的滤波电容储存的能量较多，启动后电压下降较慢。
②新制动单元驱动电阻为10Ω，SIZE-D为100Ω，两者MOS管型号不同，但其输入电容Ciss相同，因此SIZE-D驱动电流较小，Vcc负载比新制动单元小，SIZE-DVcc电压下降慢。
③变压器有一路绕组给Vcc供电，新制动单元Vcc限流电阻为10Ω，SIZE-D为36Ω，新制动单元Vcc供电电流比SIZE-D大，这一点新制动单元优于SIZE-D。
综上，针对（1）、（2）做对比试验(1) 针对Vcc滤波电容试验的波形如下新制动单元，滤波电容加大为100uF，启动时Vcc最低为13.3V。
SIZE-D滤波电容减小为47uF，启动时Vcc最低为12.9V，仍高于47uF滤波电容值的新制动单元。
(2)更改新制动单元MOS驱动电阻为100Ω，启动时Vcc最低仍为11V，表明此电阻对Vcc电压无影响。
原因：MOS门极电压升到15V所需要的电量是一定的，亦即UC2844输出的能量是一定的，驱动电阻只是决定了电压上升的快慢，并不改变UC2844负载大小2、UC2844 Pin1（电压反馈）波形稳定工作时的波形（高分辨率模式）CH1：UC2844 Pin1CH2：UC2844 Pin3CH3：MOS驱动从上面的波形可以看出，UC2844 Pin1电压波动很大，有约1ms的时间为0V，即反馈光耦U10（CTR 为200~400）处于饱和导通的状态，这段时间内MOSFET驱动完全关闭。
从原理图上看，UC2844的Pin1与Pin8之间没有接电阻，光耦次级侧电流I C完全靠UC2844 Pin1提供，但是UC2844 Pin1的拉电流能力（误差放大器输出为高电平时的输出电流）很小（如下图所示），导致光耦次级I C很小，当主反馈电压偏高时，光耦I F增大，使得初、次级满足I F*CTR>I C，光耦饱和导通。
UC2844内部误差放大器特性尝试在UC2844 的Pin1、Pin8之间接电阻，当Pin1电压低于Pin8电压（5V）时，Pin8可以通过此电阻给光耦次级侧提供电流，增大Ic，使光耦不进入饱和导通状态。