中科院 现代通信原理 黄志蓓_lecture2
Lecture 2幅度调制IAmplitude ModulationLecture 2 Amplitude Modulation载波调制(Carrier Modulation ):将载波变换为一个载有信息的已调信号 解调(De-Modulation ):接收端从已调信号中恢复基带信号Lecture 2 Amplitude Modulation常规双边带调幅(Standard Amplitude Modulation )幅度调制 抑制载波双边带调幅(Double-Side Band,DSB)(线性调制) 单边带调幅(Single-Side Band,SSB) 模拟调制 (AM) 残留边带调幅(Vestigial-Side Band,VSB)频率调制 FM 角度调制 相位调制 PM (非线性调制)Lecture 2 Amplitude Modulation常规双边带调幅(Standard AM )♦时域表达♦调制过程♦频域表达♦解调过程♦功率分配双边带调幅(Double-Side Band,DSB) 单边带调幅(Single-Side Band,SSB)残留边带调幅(Vestigial-Side Band,VSB)Standard AM 的时域表示幅度调制:用基带信号f(t)去迫使高频载波的瞬时幅度随f(t)的变化而变化 Standard AM ：其中ωc 为载波角频率θc 为载波起始相位A 0为载波幅度()0()()cos AM c c S t A f t t ωθ=++⎡⎤⎣⎦Standard AM 时域波形t已调信号S （t）A 0+f(t)tt载波CosωctA 0标准调幅的调制过程调制基本模型f(t)A 0+f(t)Cos(ωc t+θc )边带滤波器 h(t)已调信号乘法器 标准调幅的调制过程标准调幅波的调制器平衡 调制器 放大器G=A 0 加法器振荡器f(t)S AM (t)cos(ωC t+θC )A 0cos(ωC t+θC )f(t)cos(ωC t+θC ) AM 信号的频域表示()0()()0()()cos ()2c c c c AM c c j t j t S t A f t t ee Af t ωθωθωθ+−+=++⎡⎤⎣⎦⎡⎤+=+⋅⎡⎤⎢⎥⎣⎦⎣⎦00()2()()22()()2ccj AM c c j c c e S A F e A F θθωπδωωωωπδωωωω−=−+−⎡⎤⎣⎦++++⎡⎤⎣⎦00()0()()2()()2c c AM c c c F S A F A ωωθωπδωωωωπδωω−=⇒=−+++++令ωF（ω）1ω-ωs AM (ω)12ωc -ωC ωπA 0πA 02ωmAM 信号的频域表示将F (ω)搬移到载波频率(载频)f c 附近; |ω| ≥ωc 上边带(USB);|ω| ≤ωc 下边带(LSB); 带宽两个冲激()()[]B f B m m c m c AM2221==−−+=ωωωωπAM 信号的频域表示AM 解调—相干解调相位相干(Phase-coherent )/同步(Synchronous )S P (t) S d (t)S AM (t)C d (t)=cos(ωc t+φ) 相干解调器乘法器低通 滤波器本地 载波AM 信号相干解调：同步（相位差问题）乘法器的输入：S AM (t )=[A 0+f (t )]cos (ωc t+θc )C d (t )=cos (ωc t+φ)乘法器的输出：S p (t )= S AM (t )C d (t )=[A 0+f (t )]cos (ωc t+θc )cos (ωc t+φ)=[A 0+f (t )][cos (θc -φ)+cos (2ωc t+θc +φ)]/2 用LPF 滤除2ωc 的分量：S d (t )={[A 0+f (t )]cos (θc -φ)}/2本地载波C d (t )=cos (ωc t+⊿ωt +θc ) 输出S d (t )={[A 0+f (t )]cos ⊿ωt }/2 锁相环技术相干解调：同步（频率差问题）AM 解调--非相干解调包络检波(Envelope Detection )S d (t) ≈A 0+f(t)D 二极管S AM (t) R C S d (t)tA 0S （t）tA 0S （t）AM 解调--非相干解调为防止过调制的出现必须A 0+f (t )≥0即|f (t )|max ≤A 0AM 解调--非相干解调[]tcos A )t (f t cos )t (f t cos A tcos )t (f A )t (S P c c c c AM s ωωωω202222220220++=+== 调制效率AM 信号的总平均功率为AM 调制功率分配f(t)无直流分量=∴)t (f 2211cos (1cos 2)cos 20cos 22c c c c t t t t ωωωω=+=⇒=，而)()()(t f A t f P P P P P P P t f A P C SB SB AM SB AM SB C S 220222022+=+==+=+=∴η调制效率避免过调幅现象出现, 必须0A )t (f max ≤%AM 50≤∴ηAM 调制功率分配AM 调制功率分配正弦单频调制情况f(t)=A m cos Ωt调幅指数为防止过调制, 要求00()cos cos()1cos cos()AM m c c AM c c S t A A t t A t t ωθβωθ=+Ω+⎡⎤⎣⎦=+Ω+⎡⎤⎣⎦0A A A )t (f mmax AM ==β1≤AM βAM 调制功率分配()()[]()[]c c AM c c AM c c AM t cos A t cos A t cos A )t (S θΩωβθΩωβθω++++−++=0002121()()()()()()00()22AM c c c c c c S A A A ωπδωωδωωπδωωδωωπδωωδωω⎡⎤=−++⎣⎦⎡⎤+−−Ω+−+Ω⎣⎦⎡⎤++−Ω+++Ω⎣⎦令θc =0ω-Ω-ω+Ω-ω-Ωω+Ωωω|S (ω)|ωπA 0πA 0/2222202220222121AMAM mm AM A A A )t (f A )t (f ββη+=+=+=临界状态下βAM =1 (ηAM )max =1/3AM 调制功率分配Lecture 2 Amplitude Modulation常规双边带调幅(Standard Amplitude Modulation )抑制载波双边带调幅(Double-Side Band,DSB)单边带调幅(Single-Side Band,SSB)残留边带调幅(Vestigial-Side Band,VSB)DSB-AM 的时域表示S DSB (t )=f (t )cos (ωc t+θc )c c j j DSB c c c c c S ()F()e F()e F()F()θθωωωωωθωωωω−=−++==−++11221122令DSB-AM 的频域表示 线性搬移USB/LSB 带宽B DSB =2B=2f m 调制效率ωF（ω）1ω-ωS (ω)12ω-ωω2ωDSB-AM 的频域表示%P )t (f )t (S P SB DSB DSB 1002122====η S DSB (t )=f (t )cos (ωc t+θc )乘法器—平衡调制器(Balanced Modulator )f(t) S DSB (t)C d (t)=cos(ωc t+θc )乘法器 DSB-AM 的调制例：若非线性器件的输入-输出特性为:y=a 1x+a 2x 2解：由图x 1=f(t)+cos ωc t ; x 2=-f(t)+cos ωc ty 1=a 1[f(t)+cos ωc t ]+a 2[f(t)+cos ωc t]2y 2=a 1[-f(t)+cos ωc t ]+a 2[-f(t)+cos ωc t]2∴y=y 1-y 2=2a 1f(t)+4a 2f(t)cos ωc t ÆBPF+f(t)非线性器件+-f(t)非线性器件cos(ωC t)+++++x 1x 2+-y 1y 2带通滤波器yS D S B (t)DSB-AM 的调制DSB 的解调--相干解调S d (t)=f(t)cos(θc -φ)/2S P (t) S d (t)S DSB (t)C d (t)=cos(ωc t+φ) 相干解调器乘法器低通 滤波器本地 载波DSB 信号。
中科院 现代通信原理 黄志蓓_lecture3
Lecture 3幅度调制IIAmplitude ModulationLecture 3 Amplitude ModulationII常规双边带调幅(Standard Amplitude Modulation )抑制载波双边带调幅(Double-Side Band,DSB)单边带调幅(Single-Side Band,SSB)残留边带调幅(Vestigial-Side Band,VSB)SSB 频域SSB—USB/LSB B SSB =f m =B η=100%S DSB (ω)0ωc -ωCωF（ω-ωC ）/2F（ω+ωC ）/2ωc +ωmωc -ωm -ωc +ωm-ωc -ωm S USB (ω)0ωc -ωCωωc +ωm-ωc-ωmS LSB (ω)0ωc-ωCωωc -ωm -ωc +ωmH USB (ω)0ωc-ωCωH LSB (ω)ωc-ωC ω11正负符号函数Sgn(ω)= 1|ω|>0-1|ω|<0 以下边带为例[][])(Sgn )(Sgn )(H )(F )(F )(S c c c c DSB ωωωωωωωωωω−−+=−++=2121SSB 频域()()()1()()21()()2SSB DSB c c c c S S H F F Sgn Sgn ωωωωωωωωωωω==++−⎡⎤⎣⎦⋅+−−⎡⎤⎣⎦1[()()4()()()()()()]c c c c c c c c F Sgn F Sgn F Sgn F Sgn ωωωωωωωωωωωωωωωω=+++−+−+−−−−SSB 频域()1[()()4()()]1[()()]4SSB c c c c c c S F Sgn F Sgn F F ωωωωωωωωωωωωω=++−−−+−++SSB 频域S DSB (ω)ωc-ωCωSgn(ω+ωc )0ωc-ωC ω-1Sgn(ω-ωc )0ωc-ωC ω1F(ω-ωc)F(ω+ωc)SSB 频域0ωc-ωCω-F(ω+ωc)Sgn(ω-ωc )-F(ω-ωc)Sgn(ω-ωc )（b）S SSB (ω)ωωc-ωC（a）+（b）SSB 频域0ωc-ωCωF(ω+ωc)Sgn(ω+ωc )F(ω-ωc)Sgn(ω+ωc )0ωc-ωCωF(ω+ωc)Sgn(ω-ωc )F(ω-ωc)Sgn(ω-ωc )（a）SSB 的时域表示希尔伯特(Hilbert)变换= H [f(t)]F {H [f(t)]}=-jF(ω)Sgn(ω) 希尔伯特滤波器H h (ω)=-jSgn(ω)∫−=∞∞−τττπd t )(f )t (f ˆ1=)(ˆωF|H h (ω)| φ(ω)1 π/20 ω 0 ω -π/2[]⎯→⎯−++−141F )(F )(F c c ωωωωtcos )t (f c ω⋅21[][][]{}[]tsin )t (f ˆ)(F ˆ)(F ˆj )(jSgn )(F )(jSgn )(F j)(Sgn )(F )(Sgn )(F c c c c c c c c c c c ωωωωωωωωωωωωωωωωωωωωω21414141=⎯→⎯−−+−=−−−−+−+−=−−−++−1F SSB 的时域表示SSB 的时域表示F1()11ˆ()()cos ()sin 2211ˆ()()cos ()sin 22LSB LSB c c USB c c S S t f t t f t t S t f t t f t tωωωωω−∴⎯⎯→=+=−同理SSB 调制—滤波法S SSB (ω)=S DSB (ω)H(ω)f(t) S DSB (t)C(t)=cos ωc t乘法器边带滤波器S SSB (t)SSB 调制—相移法t sin )t (fˆt cos )t (f )t (S c c SSB ωω±= f(t)f(t) cos ωc tS SSB (t) sin ωc t )(ˆt f t t f c ωsin )(ˆ乘法器乘法器-π/2 -π/2 Σcos ωc tSSB 相干解调S SSB (t) S P (t) S d (t)乘法器边带滤波器本地载波ˆ()()cos ()sin ˆ()()()()cos ()sin cos 1111ˆ()()cos 2()sin 2()2222SSB c cp SSB d c c c LPFc c S t f t t f t t S t S t C t f t t f t t tf t f t t ft t f t ωωωωωωω=⎡⎤==⎣⎦=+⎯⎯⎯→∓∓∓Lecture 3 Amplitude ModulationII常规双边带调幅(Standard Amplitude Modulation )抑制载波双边带调幅(Double-Side Band,DSB)单边带调幅(Single-Side Band,SSB)残留边带调幅(Vestigial-Side Band,VSB)滤波法产生VSB 信号关键: H v (ω)的截止特性在|ω|=ωc 点上相对于1/2幅度点呈奇对称f(t) S DSB (t) S VSB (t)C(t)=cos ωc t H V (ω)乘法器残留边带滤波器[])(H )(F )(F )(S V c c VSB ωωωωωω⋅−++=21滤波法产生VSB 信号滤波法产生VSB 信号H v (ω)ω0ωc-ωC11/2S V SB (ω)ωωc-ωCS D SB (ω)ω0ωc -ωC ωc -ωm-ωc +ωm-ωc -ωm ωc +ωmH v (ω)ω0ωc-ωC11/2S V SB (ω)ωωc-ωC()()()()()cos ()()()cos ()cos()cos cos sin sin ()()cos ()cos ()sin ()sin ()()cos ()VSB DSB v c v v c VSB v c c v c c I v c Q S t S t h t f t t h t h f t t d S t h f t d th f t d t h t h t t h t ωττωτταβαβαβτωτττωτωτττωω∞−∞∞−∞∞−∞=∗=∗⎡⎤⎣⎦=−−−=+⎡⎤=⋅−⎢⎥⎣⎦⎡⎤+⋅−⎢⎥⎣⎦=⋅∫∫∫()sin v c h t tω=⋅相移法产生VSB 信号f(t) S VSB (t) sin(ωc t+θc )乘法器乘法器-π/2 h I (t)Σcos(ωc t+θc ) h Q (t) [][]tsin )t (h )t (f t cos )t (h )t (f )t (S c Q c I VSB ωω∗+∗=∴相移法产生VSB 信号VSB 的相干解调S VSB (t) S p (t) S d (t) cos ωc t乘法器 低通滤波器 ()()cos 1()()()21()()()2p VSB c p VSB d VSBc c S t S t t S S C S ωωωωπωπδωωπδωωπ=⋅=∗=∗−++⎡⎤⎣⎦VSB 的相干解调1()()()2p VSBc VSB c S t S S ωωωω=−++⎡⎤⎣⎦11(2)()()2211()(2)()221()()()41(2)()(2)()4c V c c V c V c V c c V c c V c F F H F F H F H H F H F H ωωωωωωωωωωωωωωωωωωωωωωω⎧⎫=−+−⎡⎤⎨⎬⎣⎦⎩⎭⎧⎫++++⎡⎤⎨⎬⎣⎦⎩⎭=−++⎡⎤⎣⎦+−−+++⎡⎤⎣⎦经过LPF[])(H )(H )(F )(S c V c V d ωωωωωω++−=41VSB 的相干解调H v(ω)ω0ωc-ωc11/2H v (ω-ωc )ω0ωc-ωc 11/2H v (ω+ωc )若要不产生失真，需在频带|ω|<ωm 内H V (ω-ωc )+H V (ω+ωc )=常数 设此常数=2)t (f )t (S )(F )(S d d 2121==ωωVSB 的相干解调插入强载波的包络检波1()()()12I Vc V c H H H ωωωωω=−++=⎡⎤⎣⎦f(t) S VSB (t) sin ωc t乘法器乘法器-π/2 Σcos ωc t h Q (t) 插入强载波的包络检波S VSB (t) S a (t) S d (t)C d =A d cos ωc t加法器包络检波 [][])t (t cos )t (A t sin )t (S t cos A )t (S )t (C )t (S )t (S tsin )t (S t cos )t (S )t (S )t (f )t (h )t (S )t (f )t (h )t (S c c c Q c d I d VSB a c Q c I Q Q I I ϕωωωωω+=++=+=+=∗=∗= 若载波幅度A d 很大包络检波后S d (t)=S I (t)∝f(t)[]{})t (S A )t (S A )t (A I d /I d +≈+≈212[]⎭⎬⎫⎩⎨⎧+=+++=)t (S A )t (S arctg )t ()t (S )t (S A )t (S A )t (A I d Q c Q I d I d ϕ2222 瞬时幅度 瞬时相位插入强载波的包络检波。
现代通信原理课件
1
数字通信原理
更适合处理大量数据和占用宽带信息。
模拟通信原理
2
适合处理具有模拟信号特点的信息。
3
数字和模拟通信原理结合
数字信号可以随时转换成模拟信号，反 之亦然，两者可以结合使用。
现代通信原理的应用领域
关键领域：
移动通信领域
包括GSM、CDMA、WCDMA、 LTE等技术。
卫星通信领域
包括地球同步卫星、低轨卫星、 导航卫星等。
总结和回顾
定义和重要性
通信原理是人类用来交流信息 的基本方式，是现代社会不可 或缺的基础设施。
区别
现代通信原理基于数字信号， 具有抗干扰能力更强、信息容 量更大、效率更高的优点。
未来发展
5G技术的应用、人工智能、物 联网等技术的发展将对现代通 信原理产生重要影响。
传统通信原理
基于模拟信号的传输，受环境干扰大、信息容量有 限。
现代通信原理
基于数字信号的传输，抗干扰能力强，信息容量更 大，效率更高。
现代通信原理的基本原理和概念
关键概念：
1 数字信号
离散化、编码、调制。
2 信道编码
纠错码、压缩码、调和码。
3 调制与解调
带通宽度、调制深度、载波相位、解调算法。
数字通信原理与模拟通信原理的对比
现代通信原理课件
本课程将帮助你了解通信原理的演变、现代通信原理的基本原理和应用领域 以及未来发展趋势。
通信原理的定义和重要性
Definition
通信原理是人类用来交流信息的基本方式，是 现代社会不可或缺的和掌握通信原理可以在信息时代中获得竞 争优势。
传统的通信原理和现代通信原理的区别
光通信领域
包括光纤通信、激光通信等技术。
中科院 现代通信原理 黄志蓓_lecture8
c c d 1* 0 0 0 0
d d 1* 0 0 0 0 0
1* 1* 0 0 0 0 0 0
解：读表可知，该非线性码对应的线性码为 11位：01 1011 00000 ∴Vo=(29+28+26+25) ×△V1=864 △V1 12位：01 1011 1* 00000 ∴Vo=(210+29+27+26+25) ×△V1/2=880 △V1 恰位于第7段第12层(864 △V1, 896 △V1)中间
1 1 f = nf = nf m ⇒ n = c 2Tb 2 s fm
2f
5
1
样本脉冲序 列 x s( t )
Vs 保持电路 Vj 比较器 脉冲整形
PCM码
线性编码器
自然二进制码 本地解码器产生供比较用的二进 制电压Vj 保持电路使采样值在一个编码周 期内不变Vs 根据比较器的结果输出高电平或 低电平
21 R
K7
T1
S R
+
1
CP1
22 R
K6
T2
S R
+
2
CP2
23 R
4
带宽与信噪比的互换关系
信号x(t)的带宽为fm，则最低采样率fs=2fm 若量化分层数为L=2n，则PCM系统每秒钟 要传送fb=n fs=2nfm个二进制脉冲，码元重 T 复周期为： b = s T
n
PCM系统的最小信道带宽为
fc =
PCM系统的输出量化信噪比可表示为
SNR =
c So ≈ 22 n = 2 f m No
表 5-2 三种二进制码
折叠码 FBC b1 b2 b3 b3 1 1 1 1 1 1 1 0 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 0 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 1 1 1 格雷码 RBC b1 b2 b3 b3 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 1 1 1 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 1 0 1 1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 0 0 0
现代通信原理(10-2)
对于二进制调制，能发送的符号有两种，一个
波形周期（0，TS）内只能发送一个二进制符号。频 带利用率只能达到2b/S/HZ。
对于高速传输，为了提高频带利用率，多采用
多进制调制方法，在一个波形周期（0，TS）内发送 多个二进制符号。频带利用率能成倍增加。
如4PSK（QPSK），载波有（0，/2， ， 3/2） 四种不同的初相，可以在一个波形周期（0，TS）内 发送2个二进制符号（00，01，10，11）。频带利用 率能达到4b/S/HZ。
2020/8/3
4
总误码比特：
m1 m2
Pb
P(S1)
m1 m2
fs1( y)dy P(S2 )
2
fs2 ( y)dy
2
令ES1、ES2分别为S1(t)、 S2(t)在一个码元周期内 （0<t<TS）的能量。
ES1
TS 0
S12 (t)dt
ES 2
TS 0
S
2 2
(t
)dt
2020/8/3
再生判决前， S1(t)的均值为m1， S2(t)的均值 为m2
判决前的噪声功率：
2 y
1
2
|
H
|2
ni
(
)d
2020/8/3
3
用最大似然准则判断，似然函数
fs1 fs2
1
2
y
exp{[ y(TS
)
m1 ]2
/
2
y2}
1
2
y
exp{[ y(TS
) m2 ]2
/
2
y2}
最佳判决电平
d m1 m2 2
现代通信原理
第十章 数字信号的载波传输(2)
《现代通信原理》7PPT教学课件
2020/12/09
3
2.1 调制的功能及分类
调制的定义
让载波的某个参数随调制信号的变化而变化的过程或 方式称为调制。
调制的功能
1、对消息信号进行频谱搬移，使之适合信道传输的 要求； 把基带信号调制到较高的频率(一般调制到几百 kHz到几百MHz甚至更高的频率)，使天线容易辐射； 2、便于频率分配：为使无线电台发出的信号互不干扰， 每个发射台都被分配给不同的频率；有利于实现信道 多路复用，提高系统的传输有效性；可以减小噪声和 干扰的影响，提高系统的传输可靠性。
2020/12/09
7
根据调制器的功能分类
幅度调制 ：调制信号改变载波信号的振幅 参数，即利用的幅度变化来传送的信息。如 调幅(AM)、振幅键控(ASK)等。
频率调制 ：调制信号改变载波信号的频率 参数，即利用的频率变化来传送的信息。如 调频(FM)、频率键控(FSK)等。
相位调制 ：调制信号改变载波信号的相位 参数，即利用的相位变化来传送的信息。如 调相(PM)、相位键控(PSK)等。
《现代通信原理》课程第 7 讲
主要内容：第二章 模拟调制系统 2.1 调制的 功能及分类 目的、要求：理解掌握调制的概念、功能及分类 重点（难点）: 调制的功能及分类
2020/12/09
1
课前复习
现代通信系统的组成
发
传
接
信
送
输
收
信
源
设
介
设宿Leabharlann 备质备干 扰
2020/12/09
2
关于调制系统学习中需要注意的问题
中科院 现代通信原理 黄志蓓_lecture15
Lecture 15数字信号的载波传输IILecture 15 数字信号的载波传输II多进制数字调制♦MASK ♦MPSK ♦MFSK正交幅度调制（QAM ）部分响应正交幅度调制（QPR ） 最小频移键控（MSK ）各数字调制方法比较多进制幅度键控(MASK)tcos )nT t (g a )t (S c n b n MASK ω⎥⎦⎤⎢⎣⎡−=∑∑−=−−=⎟⎠⎞⎜⎝⎛10121012101M i i M M P P ,P ,P ,P A ,A ,A ,A ""多进制幅度键控(MASK)s MASK (t )多进制相移键控(MPSK)π相0相π相0相π/2相3π/2相π相0相π/2相3π/2相π/4相-π/4相3π/4相-3π/4相多进制相移键控(MPSK)π/2相-π/2相π/4相-π/4相3π/4相-3π/4相参考相位π/8相3π/8相5π/8相7π/8相-π/8相-3π/8相-5π/8相-7π/8相已调信号t sin sin )nT t (g t cos cos )nT t (g )t cos()nT t (g )t (S c n n b c n n b nn c b PSK ωϕωϕϕω⎥⎦⎤⎢⎣⎡−−⎥⎦⎤⎢⎣⎡−=+−=∑∑∑令a n =cos φn ,b n =sin φn可看作两个正交载波进行MASK 调制后信号的叠加。
MPSK n bc nn b c n S (t )a g(t nT )cos t b g(t nT )sin t ωω⎡⎤=−⎢⎥⎣⎦⎡⎤−−⎢⎥⎣⎦∑∑多进制相移键控(MPSK)Δφ A B π/4 1 1 3π/4 0 1 5π/4 0 0 7π/4 1a (1)a (0)b (0)b (1)(1,1)(1,0)(0,0)(0,1)QPSK 信号的产生s(t) 4PSK串/并 变换器环形调制器1环形调制器2振荡器 相移π/2ΣQPSK 信号的产生输入 输出串/并变换逻辑选相电路带通滤波器四相载波发生器QPSK 信号的产生位定时x(t)相乘器低 通滤波器抽 样 判决器振荡器相移π/2相乘器低 通滤波器抽 样 判决器串/并 变换器QPSK 信号的解调)t cos()t (s )t (x n c ϕω+=输入相位φncos φn 的极性sin φn 的极性判决器输出A B π/4++113π/4-+015π/4--007π/4+-1QPSK 信号的产生多进制数字调频(MFSK)i=0,1,…M-1tcos A )t (s i MPSK ω=二进制码 控制振荡器f 1振荡器f 2 振荡器f L开关电路逻辑电路多进制数字调频(MFSK)定时动态滤波f 1动态滤波f 2动态滤波f L采样判决器包络检波1 包络检波2包络检波LLecture 15 数字信号的载波传输II多进制数字调制♦MASK ♦MPSK ♦MFSK正交幅度调制（QAM ）部分响应正交幅度调制（QPR ） 最小频移键控（MSK ）各数字调制方法比较正交幅度调制(QAM)矢量图QI QI(a)16PSK (b)16QAM正交幅度调制(QAM)时域表达式t sin )t (y t cos )t (x )t (S c c QAM ωω+=∑∑−=−=kb k kb k )kT t (g y )t (y )kT t (g x )t (xCos ωc t二进制 L-QAM 信号信息 Sin ωc t电 平转 换串-并变 换电 平转 换LPFLPF 乘法器乘法器加法器正交幅度调制(QAM)调制(0011)(0010)(0001)(0000)(0111)(0110)(0101)(0100)(1011)(1010)(1001)(1000)(1111)(1110)(1101)(1100)a 1a 2b 1b 2+3 0 0x a 1 a 2+1 0 1-1 1 0-3 1 1y b 1b 2+300+101-110-311L-QAM 信号 cos ωc t 位同步sin ωc t位同步载 波提 取╳ ╳ 相移90o判决 )t (x ˆl aˆa ˆ1判决 l bˆb ˆ1)t (y ˆ正交幅度调制(QAM)解调解调器两个支路信号用某判决电平L 对x k ，y k 进行判决∑∑−=−=kb k kb k )kT t (g y )t (y ˆ)kT t (g x )t (xˆ()()()k k k ,x L LˆxL ,x L L ⎧>⎪=⎨<⎪⎩01若若()()k k k ,y L Lˆy (L ),y L L⎧>⎪=⎨<⎪⎩01若若正交幅度调制(QAM)解调四电平QAM ：L=0，+2，-2还原出二进制码x k a 1k a 2k +3 0 0 0 0 0 +1 0 1 0 1 0 -3 1 0 1 1 0 -1 1 1 111)(x ˆk 0)(xˆk 2+)(xˆk 2−)(x ˆ)(x ˆ)(x ˆaˆ);(x ˆaˆk k k k k k 220021−⊕+⊕==正交幅度调制(QAM)解调Lecture 15 数字信号的载波传输II多进制数字调制♦MASK ♦MPSK ♦MFSK正交幅度调制（QAM ）部分响应正交幅度调制（QPR ） 最小频移键控（MSK ）各数字调制方法比较部分响应正交幅度控制(QPR)在多电平正交幅度调制中，同相分量和正交分量基带信号采用部分响应信号，即得QPR 信号对x k ，y k 进行相关编码∑∑−=−−=−==1010N i ik i k N i i k i k y d Y x c XLecture 15 数字信号的载波传输II多进制数字调制♦MASK ♦MPSK ♦MFSK正交幅度调制（QAM ）部分响应正交幅度调制（QPR ） 最小频移键控（MSK ）各数字调制方法比较MSK 基本原理FSK 信号表达其中 MSK—相位连续FSK 且βFM =0.5[][])t (t cos A )t (S dt )t (s t cos A )t (S c FSK c FSK ϕωθωΔω+=++=∫或θωΔϕ+=∫dt )t (s )t (∑−=kb k )kT t (g a )t (s bb b FM T .f f f 250222πωΔπωΔΔβ=⇒===第k 个码元时间内MSK 信号可表示为[])t (t cos A )t (S k c MSK ϕω+=bb T )k (t kT 1+≤≤bk k k T a a dt )t (d 2πωΔϕ⋅=⋅=其中kb k k k T ta dt dt)t (d )t (ϕπϕϕ+⋅==∴∫222211111πϕϕϕπϕπϕϕ⋅⋅−+=∴+=+⇔=−−−−−k )a a (T ta T t a )kT ()kT (k k k k kb k k b k b k b k MSK 基本原理)t (k ϕπ2ππ−π2−T b3T b4T b5T b6T b2T bt111100MSK 基本原理MSK 相位网格k b c k k b c kb kc k b k c k b k c k b k c k b k c MSK cos T t sin t sin a cos T t cos t cos cos T t a sin t sin cos T t a cos t cos )T ta sin(t sin )T t a cos(t cos )T ta (t cos )t (S ϕπωϕπωϕπωϕπωϕπωϕπωϕπω⎟⎠⎞⎜⎝⎛−⎟⎠⎞⎜⎝⎛=⎟⎠⎞⎜⎝⎛−⎟⎠⎞⎜⎝⎛=+−+=⎥⎦⎤⎢⎣⎡++=2222222MSK 信号的产生--正交调幅法令x k =cos φk ，y k =a k cos φkMSK c c S (t )x(t )cos t y(t )sin tωω=− x(t)s(t) S MSK (t)y(t)cos ωc t相移90o 串/并╳╳╳ ╳∑ 相移90o 延迟T b bT t cos 2πMSK 信号的产生--正交调幅法M SK 信号 cos(ωc t+π/2) 数据乘法器乘法器 积分判决积分判决2(i+1)T s (2i+1)T sc k c k c cos t (t )cos t cos (t )ππωϕωϕω⎛⎞⎡⎤+⋅+=−+⎡⎤⎜⎟⎣⎦⎢⎥⎝⎠⎣⎦222项MSK 信号的解调T s2T st1110090o -90o 180o-180oT s 2T stv(t)1-1(00)或(01)(10)或(11)k k v(t )cos (t )sin (t )πϕϕ⎡⎤=−=⎡⎤⎣⎦⎢⎥⎣⎦2MSK 信号的解调Lecture 15 数字信号的载波传输II多进制数字调制♦MASK ♦MPSK ♦MFSK正交幅度调制（QAM ）部分响应正交幅度调制（QPR ） 最小频移键控（MSK ）各数字调制方法比较各种数字调制的比较调制方式表示式带宽解调误码率P eP e 近似值(ρ>>1)振幅键控(ASK)0:01:Acos ωc t 2B同步包络频移键控(FSK)0: cos ω2t 1:cos ω1t2Δf+2B 相干最佳非相干相移键控(PSK)0:Acos ωc t1:Acos(ωc t+π)2B相干差分相移键控(DPSK)0:Acos(ωc t+φ0)1:Acos(ωc t+ φ0+π)2B相干差分相干)(erfc 221ρ)(erfc 221ρ)(erfc ρ21)(erfc ρ()[]2211ρerf−ρ−e 21ρ−e 21221/e ρ−221/e ρ−421/e ρ−ρπρ−e 2141/e ρπρ−221/eρπρ−各种数字调制的比较—抗噪声性能对同一种数字调制，采用相干解调方式的误码率低于采用非相干解调方式的误码率 对于不同的调制方式，若误码率P e 一定，PSK 性能最好，FSK 次之，ASK 最差 若都采用相同的解调方式，若误码率Pe 相同，所需要的信噪比2ASK 比2FSK 高3dB ，2FSK 比2PSK 高3dB－8－4048121610－710－610－110－210－310－410－5P e非相干DSK 相干ASK非相干ASK差分相干DPSK相干DSK 相干PSKFSKFSK各种数字调制的比较频带宽度：MSK最小对信道特性变化的敏感性：ASK最敏感 设备的复杂程度发送端：设备复杂程度不相上下接收端：相干比非相干复杂同为非相干接收时，2DPSK设备最复杂。
中科院 现代通信原理 黄志蓓_lecture7
y
f-1(x) 瞬时 扩张
x’
②
△V
①
发端
收端
压缩输出x' 0
△kV 压缩输入x
♦数字压扩法
7
理想对数化
设压缩特性为z=f(x)且Δz=Δ=2V/L 当L>>1时
Δz dz = = f ′( x ) Δk ( x ) dx
理想对数化
量化噪声功率
σ q2 = ∑ ∫
k =1 L x k +1 xk
( x − yk )
=
L ⋅ ΔV 3 L⋅ΔV = 2V ΔV 2 ⎯⎯⎯⎯ N q = → 24V 12
量化信噪比
量化信噪比
S = L2 Nq ⎛ S ⎞ ⇒⎜ = 20 lg L ⎜ Nq ⎟ ⎟ ⎝ ⎠ dB ⎛ S ⎞ = 20 lg L = 20 lg 2n = 6n ⎜ ⎜ Nq ⎟ ⎟ ⎝ ⎠ dB
量化信噪比
M M f s = 2( f H − f L )( 1 + ) = 2 B( 1 + ) N N fH 其中 M = ( fH − fL ) − N
带通抽样定理
fs
4B 3B 2B 0 B 2B 3B 4B 5B 6B M/N=1 M/N=1/2 1/3 1/4
[
]
1/5
N为不超过
fH
( fH − fL )
采样序列频域
x s ( t ) = x ( t )c( t ) =
∞ n =−∞
1 Ts / 2 C n = ∫−T / 2 p( t )e − jnω s t dt Ts s
∑ x(t )C e
n
jnω s t
⇔ X s (ω ) =
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光纤通信的应用包括骨干网、城域网和接 入网的建设，以及光纤到户工程等。
物联网通信技术
物联网通信概述 物联网是指通过信息传感设备采 集物体信息并与互联网连接起来， 实现物体信息智能化识别和管理 的一种网络。
物联网通信的应用 物联网通信的应用包括智能家居、 智能交通、智能农业等领域。
物联网通信系统组成 物联网通信系统主要由感知层、 网络层和应用层组成。
数字移动通信的关键技术
数字移动通信的关键技术包括信源编 码、信道编码、调制解调、扩频通信 和多址接入等。
数字移动通信系统组成
数字移动通信系统主要由移动台、基 站、移动交换局和与公众交换电话网 相连的接口组成。
数字移动通信的应用
数字移动通信的应用非常广泛，包括 手机通话、短信、上网、定位服务等。
卫星通信
系统的分类与特性
总结词
系统的分类与特性包括线性时不变系 统、线性时变系统、非线性系统和离 散时间系统等。
详细描述
系统可以根据其特性和性质进行分类， 如线性时不变系统、线性时变系统、 非线性系统和离散时间系统等。这些 分类和特性对于理解系统的属性和处 理方法具有重要意义。
03 模拟通信原理
模拟信号的调制与解调
时域分析是通信系统中最基本的一种分析方法，通过对信号在时间域上的表现进行分析， 可以了解信号的基本特征，如幅度、频率、相位等参数。这些参数对于信号的传输和处
理具有重要影响。
信号的频域分析
总结词
频域分析是指将信号从时间域转换到频率域进行分析，通过分析信号的频谱特 征来了解信号的属性和特性。
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第10章 信道复用和多址方式
PA
M 时 分 复 用 原 理 示 意 图
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时隙
第10章 信道复用和多址方式
1 23 N
...
各个广播电台在这些子信道上同时进行信号传 输而互不干扰，这就是一个由频率进行划分的 多路复用技术的具体例子。
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第10章 信道复用和多址方式
频分复用系统的最大优点:是信道利用率高， 容许复用的路数多，同时分路也很方便， 它是目前模拟通信系统中采用的最主要的 一种复用方式，例如，无线电广播、电视 广播、有线和微波通信都广泛采用频分复 用方法。
看图 B FD (D 可 M )S B 2 n知 m f(n 1 )fg
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第10章 信道复用和多址方式
§10.2.2 多级调制
多级调制
对同一基带信号进行2次或更多次的调制
复合调制
属于多级调制的一种特殊情况 每次调制的种类不同（如第一级调制采用调幅，
第二级调制采用调频）
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第10章 信道复用和多址方式
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1
本章主要内容
第10章 信道复用和多址方式
§10.1 引言
什么是“复用”和复用技术的分类
“多址接入”及其与“复用”的关系
§10.2 频分复用和多级调制
§10.3 时分复用基本原理
§10.4 数字复接技术（数字信号的时分复用）
§10.5 码分复用简介
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示例
中科院 现代通信原理 黄志蓓_lecture10
语音生成模型
周期信号源 清音 Vn 随机噪声源 浊音 × 滤波器 xn
声道滤波器H (Z ) =
G 1 − ∑ α i Z −i
i =1 p
G
⇒ 输出序列xn = ∑ α i x n− k + G ⋅ v n
i =1
p语Leabharlann 压缩编码线性预测编码(LPC)声码器
ˆ 预测值x n = ∑ a i x n− i
DPCM抗噪声性能
系统总的量化信噪比
SNR = s2 ( t ) s2 ( t ) e2 ( t ) = ⋅ = G p ⋅ SNRq ε 2 ( t ) e2 ( t ) ε 2( t )
DPCM抗噪声性能
预测增益
Gp = s2 ( t ) e2 ( t )
e2 ( t ) ε 2( t )
差值信号量化信噪比
DPCM抗噪声性能
抗噪声性能：PCM部分+ ΔM部分 DPCM系统最大输出量化信噪比
2 Som 3 f s3 = 2n − 1 n N qo 8π 2 f a2 f m
(
)
DPCM总量化误差
ε ( t ) = s ( t ) − s ′( t )
= ⎡ se ( t ) + e( t )⎤ − ⎡ se ( t ) + eq ( t )⎤ = e( t ) − eq ( t ) ⎣ ⎦ ⎣ ⎦
AQF
x(kTs)
缓存器 编码器 解码器
y(kTs)
⎡ R ( 1) ⎤ ⎡ R ( 0) R ( 1) ⎢ ⎥ ⎢ R ( 0) ⎢ R ( 2) ⎥，R = ⎢ R ( 1) 其中rxx= ⎢ xx ⎥ ⎢ ⎢ ⎥ ⎢ ⎢ R( N )⎥ ⎢ R ( N − 1) R ( N − 2) ⎣ ⎣ ⎦