新型全桥ZVSPWMDC—DC变换器的小信号建模及仿真
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Ｓ ＩＮ Ｅ＆Ｔ Ｃ ＮＯ Ｏ ＹＩ Ｆ Ｒ ＴＯ ＣＥ Ｃ Ｅ Ｈ Ｌ Ｇ Ｎ Ｏ ＭＡ ＩＮ
２０ ０ ８年
第３ ５期
新型 桥Ｚ Ｓ Ｗ —Ｃ 换 小 号 模 仿 全 Ｖ ＭＤ Ｄ 变 器的 信 建 及 真 Ｐ Ｃ
云 刘 坤 赵 （ 宜春 学院 江 西 宜春 ３ ６ ０ ） ３ ０ ０
（） ２
对 （）（） １ 、２ 引入 扰 动 量 ， 得 Ｂ ｃ 可 ｕｋ变 换 器 的小 信 号 方 程 ， 方 程 见
３ 、４） 人 们 的普 遍 关 注 和 广 泛 研 究 。 相 全桥 Ｚ Ｗ Ｍ Ｄ — Ｃ变 换 器 控 制 （ ） （ ： 移 ＶＳＰ Ｃ Ｄ 电 路 简单 】 适 合 于高 频 、 ， 很 大功 率 、 关 器 件 采 用 ＭＯ Ｆ Ｔ的 应 用 场 开 ＳＥ
ｔ ｅ ｒ ｓ ｌ ｏ ｉ ｌ ｔ ｎ ｗｅ ｋ ｏ ｈ ｔｔ ｅ ｐ ｏ ｏ ｅ ｄ ｌｎ ａ ｎ ｄ ａ ｔｇｅ ｕ ｈ ａ ｌ ａ ｈ ｓｃ ｌｍｅ ｎ ｎ ｎ ｉ ｌ ａ ｃ ｌｔｏ ． ｈ ｅ ｕ ｔ ｆｓｍｕ ａ ｉ ， ｎ ｗ ｔ ａ ｈ ｒ ｐ ｓ ｄ ｍｏ ｅ ｉ ｇ ｈ ｓ ｍａ ｙ ａ ｖ ｏ ｎ ａ ｓ ｓ ｃ ｓ ｃ ｅ ｐ ｙ ｉ ａ ａ ｉ ｇ ａ ｄ ｓｍｐ ｅ ｃ ｌ ｕ ａ ｉ ｎ ｒ
【 ｙｗｏｄ 】Ｖ ； ＷＭ Ｓ ｉ ｈ Ｓ ａｌｓ ａ ｍ ｄｌ ｇ Ｋｅ ｒｓＺ Ｓ Ｐ ｗ ｔ ； ｍ ｌ ｉ ｌ ｏ ｅ ｎ ｃ — ｇ ｎ ｉ
１引 言 ． 移相 全 桥 Ｚ ＳＰ Ｖ ＷＭ Ｃ Ｄ Ｄ — Ｃ变换 拓 扑 自 ９ ０年 代 出 现 以 来 ．受 到
ｖ＝ ｖ ￣ ｄ
ｐ ｒ ｒ ｎ ｅ ｏ ｏ — ｗｉ ｈ ｎ ｏ ｖ ￣ｅ ａ ｅ ｉ ｒ ｖ ｄ ｆ ｔ ｅ ． ｃ ｒ ｎ ｏ ｔ ｅ ｏ ｒ ｔ ｈ ｒ ｃ ｅ ｉｔ ｆｔ ｅ ｎ ｖ ｌｐ ａ ｅ ｈｉ ｅ ｕ ｌ ｒｄｃ ｎ ｅ ｒ ｃ ｎ ｂ ｍｐ ｏ ｅ ｕｒ ｒ Ａｃ ｏ ｄｉ ｇ ｔ ｈ ｐｅ ａｉ ｃ ａ ａ ｔ ｒｓｉ ｏ ｏ ｅ ｈ ｓ －ｓ ｆ ｄ ｆ ｌ ｉ ｇ ｆ ｔ ｃ ｈ ｎｇ ｃ ｈ ｔ －ｂ ＰＷ Ｍ —ＤＣ ｃ ｎ ｅ ｔ ｒ ｈ ｓ Ｐ 【 ｒｄ ｄ ｃ ｄ ｔ ｅ ｓ ｌ—ｓｇ ａ ｄ ｌｏ ｈ ｒ ｐ ｓ ｄ ｆ ｌ ｒｄ ｅ ＺＶＳ Ｐ Ｍ ＤＣ ｏ ｖ ｒｅ ，ｔ ｉ ． ） ｅ ｕ ｅ ｈ ｍａ ｌ ｉ ｌ ｍｏ ｅ ｆｔ ｅ ｐ ｏ ｏ ｅ ｕ ｌ ｉ ｇ ｄｅ ｎ —ｂ Ｗ ＤＣ—ＤＣ ｃ ｎ ｅ ｒｂ ｓ ｄ ｏ ｈ ｑ ｉ ａｅ ｔ ｏ ｖ ￣ｅ ａ ｅ ｎ ｔ ｅ ｅ ｕ ｖ ｌ ｎ ｓ ｔ ｈ ｎ ｉｃ ｉ ｍｏ ｅ ． ｅ ｍａ ｎ ｔ ｄ 一￣ ｑ ｅ ｅ ｎ ｈ ｓ 一 ｑ ｅ ｅ ｈ ｒ ｃ ｅ ｉｔｃ ｆｓ ｌ— ｉ ａ ｒ ｓｅ ｕ ｃ ｉｎ ｈ ｖ ｅ ｎ ａ ａｙ ｅ 。ａ ｄ ｆｏ ｗｉ ｉ ｇ ｃ ｒ ｕ ｔ ｄ １ Ｔｈ ｇ ｉｕ ｅ ｅ ｕ ｎ ｙ ａ ｄ ｐ ａ ｅ ￣ｅ ｕ ｎ ｙ ｃ ａ ａ ｔ ｒｓｉ ｓ ｏ ｍａｌ ｓｇ ｌｔａ ｆｒ ｆ ｎ ｔｏ ａ ｅ ｂ ｅ ｎ ｚ ｄ ｎ ｒ ｍ ｃ ｎ ｎ ｌ
【 摘 要 】 软 开 关 变换 器的 准 确 建 模 ， 以 正确 设 计 软 开关 变换 器 的 各 元 件 的 参 数 ， 软 开 关 变换 器 的性 能 得 到 进 一 步提 高 。 文 结合 新 对 可 使 本
型 全桥 Ｚ ＳＰ Ｖ ＷＭ Ｃ Ｄ 变换 器的 软 开 关 工作 特 点 ， 用 Ｐ Ｄ — Ｃ 利 ＷＭ 开 关 等 效 模 型 ， 导 出 了新 型 移 相 全 桥 Ｚ ＳＰ Ｃ Ｄ 变换 器 的 小 信 号 模 推 Ｖ ＷＭ Ｄ — Ｃ 型 。并 通 过 对 小 信 号传 函 的幅 频 及 相 频 特 性 分 析 ， 明 了这 种 模 型 具 有 物 理 意 义 清 晰 、 算 简 单 等优 点 。 证 计
【 键 词 】Ｖ ；ＷＭ 开 关 ； 关 Ｚ ＳＰ 小信 号 建 模
Ｓｍａ ｌ ｓｇ ａｌ ｏ ｌ ｇ ａ ｄ Ｓｉ ｌ— ｉ ｎ ｄｅ ｉ ｎ ｍｕｌ ｔｏ ｎ Ｎｏ ｅ ｌ ｒ ｄ ｅ ＺＶＳ ＰＷ Ｍ Ｍ ｎ ａ ｉ ｎ ｏ ｖ ｌＦｕ ｌ －ｂ ｉ ｇ ＤＣ－ＤＣ ｎ ｅ ｔ ｒ Ｃｏ ｖ ｒ ｅ
ｉ Ｄｉ ＋ ｂ ＝ Ｉｄ ｂ ｖｃ Ｄ ＋ ＝ ｖ Ｖ ｄ ｂ
（） ３ （ ４）
合。 小 信 号分 析 是 研 究 电 源 变 换 器 动 态性 能 的 有力 工 具 ． 是 系 统 动 也 态 设 计 的 重要 依 据 ， 以对 移 相 全 桥 Ｚ ＳＰ — Ｃ变 换 器 的 小 信 所 Ｖ ＷＭ ＤＣ Ｄ 号 建 模 分 析 具 有 重 要 的 意 义 。 很 多 研 究 者 提 出了 一 些 建 模 方 法 ， ］ 其 中具 代 表 性 的是 状 态 空 间 平 均 法 。 是 应 用 状 态 空 间平 均 法 来 建 立 移 但 相 全 桥 Ｚ ＳＰ Ｃ Ｄ Ｖ ＷＭ Ｄ — Ｃ变 换 器 的 小 信 号 模 型 ，是 十 分 复 杂 的工 作 。 因 为它 需 要 求解 一 个 包 括 六 个 方 程 的 三 阶 系 统 ， 且 这 些 方 程 的 平 均 而 系 数 都 是 和 状 态 变 量 有 关 的不 确 定 函数 ］ 别 ， 文 中 此 种 变 换 器 。特 本 利 用 了一 饱 和 电感 串人 变 压 器 原 边 以 减 小 占空 比丢 失 。 变 压 器 副 边 在 串人 一 个 无 源 网 络 以进 一 步 提 高 变 换 器 的 效 率 ， 使 得 变 换 器 的动 态 这
Ｌｉ Ｋｕｎ ｕ Ｙｕ Ｚｈａ ｎ ｏ
（ Ｃｈ ｎ ｉ ｅ ｓｔ Ｊｉｎ Ｘｉ ３ ０ ０ Ｙｉ ｕ Ｕｎ ｖ ｒ ｉｙ， ａ ｇ ３ ６ ０ Ｃｈｎａ） ｉ
【 ｂ ｔａｔＭｏｅｉｇｔｅｓｆ ｓ ｉ ｈｎ ＷＭ ｅｎ ｅ ｅ ｃｕａｅ ，ｈ ｏ ｏｅｔ ａａ ｔｒ ｏ ｅｃｎ ｅ ｅ ａ ｅｄｓ ｎｄｃｒ ｃｌ ａｄｔｅ Ａ ｓ ｃ］ ｄ ｌ ｏｔ ｗｔ ｉｇＰ ｏｖ￣ ｒ ｃｒｔｌ ｔｅｃｍｐｎ ｎ ｐ ｒｍｅ ｓ ｆｈ ｏｖ￣ ｒｃｎｂ ｅｉ ｅ ｏｒ ｔ ｎ ｒ ｎ ｈ — ｃ ａ ｙ ｅ ｔ ｇ ｅ ｙ ｈ
移相全桥ZVS变换器的小信号模型设计
移相全桥ZVS变换器的小信号模型设计摘要：小信号建模分析是移相全桥ZVS变换器理论研究的重要部分，利用小信号建模分析可以将变换器系统由非线性系统近似转化为线性系统，建立符合设计要求的物理模型。
本文小信号模型基于Buck 变换器电路的开环小信号模型，利用状态空间平均法原理，搭建出峰值电流控制的闭环小信号模型。
这就需要先构分析研究Buck变换器开环小信号模型建立方法，在完成以上理论研究并搭建出闭环小信号模型基础上，为后续设计数字控制器打好基础。
关键词：状态空间平均法 BUCK变换器小信号建模一、引言性能良好的控制器是开关电源所必需的，需要建立闭环小信号模型从而完成控制器的设计。
在研究一个典型变换器系统时，当输入电压或负载发生变化时，我们常希望通过闭环反馈控制系统，来调节变换器的开关管通断时间，并且要采取相应措施来抑制输入电压、负载变化等对变换器输出参数的影响，提高系统稳定性输出精度，保持变换器系统输出电压恒定，具备较好的静态性能，并使系统的超调量、调节时间等动态性能满足设计要求。
因此，变换器作为闭环控制系统，其静态、动态性能是否满足要求，与反馈控制的设计好坏密切相关。
由于开关管、整流二极管这些非线性器件移相全桥ZVS变换器中得到了大量使用，因此移相全桥ZVS变换器是一个典型的非线性系统，较为复杂。
因此我们寻求一种高效的数学的方法，简化复杂的物理模型，从而得到一种较好理解和分析研究的数学模型，即小信号模型。
二、状态空间平均法原理分析在电路系统中，各状态变量的小信号扰动量的关系，随着系统处于某稳态工作点附近时，可以近似看做为线性特性，因此利用小信号建模分析就可以将变换器系统由非线性系统近似转化为线性系统，建立符合本文设计要求和较容易分析研究的物理模型。
[1]在简化物理模型后，电路系统中各控制量对输出电压的传递函数就可以建立起来了，之后对控制器的设计就可以利用经典控制理论来完成了。
本文采用常见且应用成熟的小信号建模方法：状态空间平均法。
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较移相全桥ZVS-PWM变换器是一种高效率、高可靠性的DC-DC变换器，其拓扑结构复杂，但是具有很好的电路性能和电气参数。
在实际应用中，有多种不同的移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑可供选择。
本篇文章将比较两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑，分别是基于全桥拓扑的变换器和基于三电平全桥拓扑的变换器。
1. 基于全桥拓扑的变换器基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是最常用的拓扑结构。
该拓扑结构具有轻松实现基本ZVS动作的优点，无需使用任何复杂的电路，而且具有较好的成本和设计灵活性。
在实际应用中，基于全桥拓扑的变换器通常需要使用一些辅助电路，以解决谐振现象。
优点：①电路操作简单，易于实现。
②交流侧的损耗较小。
③实现高功率密度。
缺点：①输出电压受交流电源电压的波动影响较大。
②峰值应力程度较高。
2. 基于三电平全桥拓扑的变换器基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是近年来发展较快的一种拓扑结构。
该拓扑结构下，采用更多的功率器件以及更加复杂的电路拓扑，在谐振问题的处理方面具有重要的优势。
目前该拓扑结构在风能、太阳能等领域得到了广泛应用。
优点：①基本消耗无谐振的电路，减小了电路的开关损耗。
②输出电压呈三级结构，可轻松实现多种电压调节方式。
缺点：①开关器件数目增加，造成电路设计和控制难度大。
②在高频控制时可能造成比较强的谐振噪声。
综上所述，两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑各有优缺点，在选择时应根据实际应用需求进行评估。
虽然基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器在谐振问题上更加优越，但其电路复杂度和控制难度也更大，适用于高要求的应用场景。
而基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器则相对简单易用，更适用于低功率应用。
数据分析是一种通过数学和统计学方法对数据进行分析和解释，以准确判断数据的意义和价值的方法。
在实际工作中，数据分析在市场调研、销售预测、风险管理、财务报表分析等领域都发挥着重要作用。
基于Pspice的ZVSPWMDC／DC变换器仿真研究
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ｆ ｂ ） 主 要 波 形
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图 １ 变 换 器 主 电路 及 相 关 波 形
１ 移 相控 制 Ｚ Ｖ Ｓ Ｐ ＷＭ Ｄ Ｃ ／ Ｄ Ｃ 全 桥 变 换 器 工
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热 点 。移 相 全 桥 Ｐ Ｗ Ｍ 变换 技 术 是 一 种 Ｚ Ｖｓ （ Ｚ Ｃ Ｓ ） 一Ｐ ＷＭ 变换 。Ｚ ＶＳ Ｐ ＷＭ Ｉ Ｘ ； ／ Ｉ Ｘ； 全 桥 变换 器 巧 妙 利 用 电路 中寄 生 元件 ， 实 现 了开关 管 的零 电 压 开 关 ， 拓 扑结构简 洁 ， 同 时 又 实 现 了恒 定 频 率 控制 。Ｚ ＶＳ Ｐ ＷＭ ＤＣ ／ Ｉ Ｘ； 全桥 变 换 器 减 小 了开 关 管 的 开关 损 耗 和 电 磁 干 扰 ， 提 高 了 开关 电 源 的频 率 及功率 ， 被 广 泛应 用 在 大 中功率 场 合 ］ 。
摘 要 ： 分 析 了移 相 Ｚ Ｖ Ｓ Ｐ ＷＭ Ｄ Ｃ ／ Ｄ Ｃ全 桥 变换 器 ， 并 与 以往 的 全 桥 Ｐ Ｗ Ｍ 变换 器 进 行 区 分 ； Ｚ Ｖ Ｓ Ｐ ＷＭ Ｄ Ｃ ／ Ｄ Ｃ全
桥 变换 器 的 ４个 开 关 管是 零 电 压 开 关 ， 减 小 了开 关损 耗 ， 提 高了开 关频率 ； 在 Ｐ ｓ ｐ ｉ ｃ ｅ软 件 中 对 Ｚ ＶＳ Ｐ Ｗ Ｍ Ｄ Ｃ ／ ＤＣ全 桥 变换 器主 电路 进 行 了仿 真 。仿 真 结 果表 明 ， 移相 Ｚ ＶＳ Ｐ Ｗ Ｍ Ｄ Ｃ ／ Ｄ Ｃ全 桥 变换 器 实现 了零 电 压 开 关 ， 为全桥 Ｐ Ｗ Ｍ
PWMDC_DC开关变换器建模_仿真分析研究
４ Ｂｏｏｓｔ 电路的仿 真
４．１ 高频网络平均法和状态空间平均法模型仿真 由 推 广 的 高 频 网 络 平 均 法 和 状 态 平 均 法 公 式 （６）的 数 学 模 型， 应用 Ｓｉｍｕｌｉｎｋ 进行数学建模及波形 ２ Ｂｏｏｓｔ 变换器的低频等效电路模型
术 开关 Ｓ 等效为受控电压源 Ｖｓ、二极管 Ｄ 等效为受控电流源 ＩＤ，在 一 个 开 关 周 期 内 ，
（收 稿 日 期：２００７．８．１３）（修 稿 日 期：２００７．１０．１８）
图 ５ Ｂｏｏｓｔ 变换器原模型的 Ｍａｔｌａｂ 仿真及波形 首次将 高 频 网 络 平 均 法 推 广 到 ＰＷＭ （ＣＣＭ）开 关 变 换 器 中， 并建立了低频模型， 此方法同样适用于 ＤＣＭ 状态的变换器。该 模型推导简单，既容易导出其数学模型，又具有鲜明的电路意义， 非常适于仿真。容易得到电路直流特性， 低频小信号传递函数 等。在其他拓扑电路分析中相比于状态空间平均法可大大简化 分析过程。 本 文 建 模 和 仿 真 方 法 可 应 用 于 Ｂｕｃｋ － Ｂｏｏｓｔ 、Ｃｕｋ、Ｚｅｔａ、 Ｓｅｐｉｃ 以及其它拓扑电路中分析 ＣＣＭ 或 ＤＣＭ 状态的变换器。 本文作者创新点： 以典型 ＰＷＭ Ｂｏｏｓｔ 变换器为例进行了三 种方法建模， 首次将高频网络平均法推 广到 ＰＷＭ 开关变换器 中，并 建 立 了 低 频 模 型 ， 对 状 态 空 间 平 均 法 、推 广 的 高 频 网 络 平 均法、等效小参量法得到的数学模型以及实际电路模型应用 ＭＡＴＬＡＢ 进 行 了 仿 真 和 对 比 ， 得 出 其 适 用 范 围 ， 所 采 用 的 建 模 方法可推广应用于其他变换器。 参考文献 ［１］邱关源． 《现代电路理论》． 高等教育出版社，２００１．１ ［２］王云亮等．《电力电子学》．电子工业出版社，２００４．８ ［３］０ＡＲＴＨＵＲＦ． ＷＩＴＵＬＳＫＩ， ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓ．Ｏｎ ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ｖｏｌ． ５，ｎｏ．１ ＪＡＮＵＡＲＹ，１９９０ Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ ｏｆ Ｓｔａｔｅ － Ｓｐａｃｅ Ａｖｅｒａｇｉｎｇ ｔｏ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｅｓ ａｎｄ Ｂｅｙｏｎｄ ［４］Ｐ．Ｋｒｅｉｎ ｅｔ．Ｏｎ ｔｈｅ ｕｓｅ ｏｆ ａｖｅｒａｇｉｎｇ ｆｏｒ ｔｈｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｓｙｓｔｅｍｓ． ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓ．Ｏｎ ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．１９９０，５ （２）： １８２－ １９０ ［５］赵录怀 杨育霞 张震。《电路与系统分析—使用 ＭＡＴＬＡＢ》．高 等教育出版社，２００４．７ ［６］ 林波涛 丘水生 ＰＷＭ 开关变换器的符号分析，电子学报， １９９６ 第 ９ 期 ［７］Ｂｏｔａｏ Ｌｉｎ Ｓｈｕｉ － Ｓｈｅｎｇ Ｑｉｕ Ａ Ｕｎｉｆｉｅｄ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｑｕａｓｉ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ：Ｈｉｇｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｖｅｒａｇｉｎｇ
最新-改进型全桥移相ZVS-PWMDCDC变换器 精品
改进型全桥移相ZVS-PWMDCDC变换器
摘要介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相－变换器。
在分析其开关过程的基础上，得出了实现全负载范围内零电压开关的条件，并将其应用于一台486的变换器。
关键词全桥变换器；零电压开关；死区时间
引言
移相控制的全桥变换器是在中大功率变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。
移相控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。
从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。
同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。
移相控制的全桥变换器存在一个主要缺点是，滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关，使得它不适合负载范围变化大的场合[1]。
电路不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果
1由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；
2开关管开通时存在很大的，将会造成大的；
3由于副边二极管的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以，在实际应用中须在副边二极管上加入－吸收。
针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感，扩大变换器的零电压开关范围[2][3]。
但是，采用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。
而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这将会导致1增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗；。
移相全桥ZVS PWM DC／DC变换器的仿真分析
移相全桥ＺＶＳＰＷＭＤＣ／ＤＣ变换器的仿真分析作者：龙泽彪施博文来源：《消费导刊·理论版》2008年第17期[摘要]本文首先在研究硬开关的缺陷上，提出软开关技术。
对移相控制ZVS PWM DC/DC 变换器的工作原理进行分析研究的基础上，使用PSpice9.2计算机仿真软件对变换器的主电路进行仿真和分析，验证该新型DC/DC变换器的拓扑结构设计的正确性和可行性。
[关键词]软开关 DC/DC ZVS 移相控制 PSpice9.2作者简介：龙泽彪（1985-），男，湖北仙桃人，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：异步电机控制；施博文（1985-），男，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：电力电子与电气传动。
一、引言随着新型电力电子器件以及适用于更高频率的电路拓扑和新型控制技术的不断出现，开关电源朝着小型化、高效化、低成本、低电磁干扰、高可靠性、模块化、智能化的方向发展。
硬开关DC/DC变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这一般都与有源开关器件的体内寄生二极管有关，其关断过程中的反向恢复电流产生的电流尖峰对开关器件有极大的危害。
本文在对DC/DC变换器的基本工作原理进行分析、研究的基础上，对已经出现的软开关DC/DC变换器拓扑结构进行分析研究，提出的一种新型的DC/DC变换器的拓扑结构，并进行深入的研究。
二、移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的工作原理移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器（Phase-Shifted zero-voltage-switching PWMDC/DC Full-Bridge Converter，PS ZVS PWM DC/DC FB Converter），是利用变压器的漏感或原边串联的电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现开关管的零电压开关，其主电路拓扑结构及主要波形如图1所示。
其中，D1～D4分别是S1～S4的内部寄生二极管，C1～C4分别是S1～S4的寄生电容或外接电容，Lr是谐振电感，它包含了变压器的漏感。
DC-DC变换器平均模型建模及仿真
I. 引言现代电子设备和电子系统通常由高密度、高速度的电路组成，这样的电路具有低压大电流的特性。
为了带动这样的负载，电源必须能在一个很宽的电流范围内提供稳定的电压，其稳态及暂态的整流特性也必须相当出色。
建模与仿真在现代DC-DC变换器的设计过程中扮演了很重要的角色。
它能让工程师在制作实际电路之前评估变换器的性能。
因此，我们可以在设计之初就发现并更正可能存在的设计缺陷，以提高生产率并节约生产本钱。
DC-DC变换器的建模和仿真在过去的十年里是一个热点[1]。
一般来说，变换器建模方法有两种：开关模型、平均模型。
在开关模型中，模型仿真了变换器的开关动作，仿真波形是包含了开关纹波的波形，这与实际看到的波形很相似。
而平均模型只仿真了变换器的平均特性，仿真波形也是平滑而连续的，这个波形代表了平均值而非实际值。
众所周知，对平均模型进展仿真要比开关模型快。
因此，平均模型常用于变换器动态性能的总体评估。
在过去，平均模型的仿真主要是用SPICE来完成的[2]。
SPICE的缺点在于仿真的对象必须是电路的形式，如果模型原型是复杂的方程式，那么要花费很大的精力将其转换成等效的电路形式。
尽管SPICE的新版本也开场支持建立纯数学模型，但是改善仍然有限。
最近，参考文献[3]介绍了一个不错的可以用在DC-DC变换器建模和仿真方面的工具——SIMULINK[4]。
然而，作者使用的变换器模型是线性化的，在大信号条件下，这个模型的仿真效果并不理想。
为了克制上述缺点，本论文讨论了如何应用SIMULINK在大信号条件下对DC-DC变换器进展平均模型的建模与方针。
本文拓展了文献[3]的研究，在变换器的功率和控制局部使用了非线性化的模型，从而改良了模型在大信号条件下的仿真效果。
下面将分别讨论Buck变换器的非线性化的模型，及相关的三个输出电压控制策略。
A. Buck变换器主电路拓扑Buck变换器主拓扑如图1所示：图1 Buck变换器Fig.1. Buck Converter在电流连续的模式下〔CCM〕——即开关开通的时候，电感电流连续——变换器表现为两个电路状态。
基于Saber的ZVS PWM Boost变换器的分析与仿真
基于Saber的ZVS PWM Boost变换器的分析与仿真刘长清;王维俊;卓祖讯;田元军【摘要】为了使开关电源达到高功率密度和易于便携的要求,采用高频PWM(Pulse Width Modulation)软开关控制方式,不但利于减小开关电源的体积,而且还能有效降低开关器件损耗和噪音.详细分析了零电压变换ZVS(Zero Voltage Switch)PWM脉宽调制Boost变换器的软开关过程及实现软开关的条件,利用Saber软件对Boost电路在硬、软开关条件下进行了仿真验证.仿真结果表明ZVS PWM软开关变换技术具有开关损耗小、恒频控制和变换效率高等优点.【期刊名称】《微型机与应用》【年(卷),期】2011(030)005【总页数】4页(P97-100)【关键词】软开关;谐振回路;ZVS PWM boost;Saber【作者】刘长清;王维俊;卓祖讯;田元军【作者单位】解放军后勤工程学院,后勤信息工程系,重庆,401331;解放军后勤工程学院,后勤信息工程系,重庆,401331;解放军后勤工程学院,后勤信息工程系,重庆,401331;长虹电源厂,四川,绵阳,621000【正文语种】中文【中图分类】TN432直流开关稳压电源已广泛应用于通信、计算机、工业仪器仪表、医疗、军事、航空航天等领域。
目前直流开关稳压电源正朝着高效率、高频化、集成化、轻型化、绿色化的方向发展[1]。
Boost变换器以其结构简单、易实现等优点，广泛应用于中小功率升压场合[2-4]。
由于开关器件的开关损耗与频率成正比[5]，在硬开关条件下提高开关频率，使电源轻型化的过程中，变换器的开关器件损耗增加，感性关断电压尖峰和容性开通电流尖峰随之增大，电磁干扰(EMI)也会加重。
而软开关技术是解决这一矛盾的有效方法，所谓软开关技术实际是利用电感与电容谐振，使开关器件中电流(或电压)按正弦波或准正弦波规律变化。
当电流过零时，使器件关断；当电压过零时，使器件开通，实现开关损耗为零[6-7]。
分析全桥ZVS-PWM变换器的分析与设计
上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。
后然经过发展，越来越多在各个领域当中应用。
但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。
本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。
1 电路原理和各工作模态分析1.1 电路原理图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。
Vin为输入直流电压。
Si(i=1.2.3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。
为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。
S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。
Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。
图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间;(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数;(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻;(4)滤波电感足够大。
1.2 各工作模态分析(1)原边电流正半周功率输出过程。
在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。
电容C2和C3被输入电源充电。
变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。
在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。
(2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。
加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。
电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0.7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。
48V_30A移相全桥ZVS DC_DC 变换器的设计
17.1uH10470uFQ3FQA10N80CQ4 Q1Q2FQA10N80CDSEl2x61-06C330-400V53.7m HDSEl2x61-06CFQA10N80CFQA10N80C控制及驱动电路原理图：PC817VIN RAMP CLK SOFTS FREQSET DSET A-B DSET C-DUC3875VREF CS+VCOUTCOUTBOUTA OUTDCOMPEA- EA+SLOPEPGNDGNDC205C206RT U outCS+R206R202R203R205RsR204R201C201C203C204RTD1RTD2C202CR Css CTD1CTD2CT VINT1T2RgRg Rg RgD202D207D204D208D201D205D206D203VCVCG G S G GS电路各参数计算：一：高频变压器设计：（1）.选择铁氧体材料的磁芯，设η=90%，其工作磁场强度取B m =0.12T ，电流密度取J =350 cm A 2/，k=0.4。
视在功率P T （全波结构时）: )21(0+=ηP P T 。
kJ B f P APST 0m 4410⨯=代人参数得：AP =5.4 cm 4考虑到磁芯的温升及工作频率，取EE 型磁芯65x32x27(mm)，则AP=30.7625（cm 4），Ae=535（mm 2），Aw=575（mm 2）。
具体参数如下表：（2）.为了防止共同导通，取占空比D max =O.4，初级绕组匝数： N 1== A B f DU e S ∆mmax 1=AB f D U eS mmax 12其中：B ∆m 为磁通密度增量，B m 为工作磁通密度，B ∆m 应取一、三象限磁通密度的总增量，故BB 2m m=∆ ；A e 为磁芯有效面积(m2)；fS为功率开关的工作频率(Hz)。
带入参数得：N 1=12.8 故取N 1=13匝。
那么初级绕组最大电流：ηUPI minin 0pmax ==4.85（A ）初级绕组裸线面积:JI A xp pmax==1.39 （cm ）（3）.次级绕组匝数：AB f U N eSS m24==2.3 故取N S =3匝。