恒流源设计实例
几种简单的恒流源电路
几种简单的恒流源电路恒流电路应用的范围很广，下面介绍几种由常用集成块组成的恒流电路。
1.由7805组成的恒流电路，电路图如下图1所示：电流I＝Ig＋VOUT/R，Ig的电流相对于Io是不能忽略的，且随Vout，Vin及环境温度的变化而变化，所以这个电路在精度要求有些高的场合不适用。
2.由LM317组成的恒流电路如图2所示，I＝Iadj＋Vref/R（Vref＝1.25）,Iadj的输出电流是微安级的所以相对于Io可以忽略不计，由此可见其恒流效果较好。
3.由PQ30RV31组成的恒流电路如图3所示，I＝Vref/R(Vref＝1.25),他的恒流会更好，另外他是低压差稳压IC。
摘要：本文论述了以凌阳16位单片机为控制核心，实现数控直流电流源功能的方案。
设计采用MOSFET和精密运算放大器构成恒流源的主体，配以高精度采样电阻及12位D/A、A/D转换器，完成了单片机对输出电流的实时检测和实时控制，实现了10mA～2000mA 范围内步进小于2mA恒定电流输出的功能，保证了纹波电流小于0.2mA，具有较高的精度与稳定性。
人机接口采用4×4键盘及LCD 液晶显示器，控制界面直观、简洁，具有良好的人机交互性能。
关键字：数控电流源SPCE061A模数转换数模转换采样电阻一、方案论证根据题目要求，下面对整个系统的方案进行论证。
方案一：采用开关电源的恒流源采用开关电源的恒流源电路如图1.1所示。
当电源电压降低或负载电阻Rl降低时，采样电阻RS上的电压也将减少，则SG3524的12、13管脚输出方波的占空比增大，从而BG1导通时间变长，使电压U0回升到原来的稳定值。
BG1关断后，储能元件L1、E2、E3、E4保证负载上的电压不变。
当输入电源电压增大或负载电阻值增大引起U0增大时，原理与前类似，电路通过反馈系统使U0下降到原来的稳定值，从而达到稳定负载电流Il的目的。
图 1.1采用开关电源的恒流源优点：开关电源的功率器件工作在开关状态，功率损耗小，效率高。
由TL431组成的高精度的恒流源
恒流方案大全恒流源是电路中广泛使用的一个组件，这里我整理一下比较常见的恒流源的结构和特点。
恒流源分为流出(Current Source)和流入(Current Sink)两种形式。
最简单的恒流源，就是用一只恒流二极管。
实际上，恒流二极管的应用是比较少的，除了因为恒流二极管的恒流特性并不是非常好之外，电流规格比较少，价格比较贵也是重要原因。
最常用的简易恒流源如图(1) 所示，用两只同型三极管，利用三极管相对稳定的be电压作为基准，电流数值为：I = Vbe/R1。
这种恒流源优点是简单易行，而且电流的数值可以自由控制，也没有使用特殊的元件，有利于降低产品的成本。
缺点是不同型号的管子，其be电压不是一个固定值，即使是相同型号，也有一定的个体差异。
同时不同的工作电流下，这个电压也会有一定的波动。
因此不适合精密的恒流需求。
为了能够精确输出电流，通常使用一个运放作为反馈，同时使用场效应管避免三极管的be电流导致的误差。
典型的运放恒流源如图(2)所示，如果电流不需要特别精确，其中的场效应管也可以用三极管代替。
电流计算公式为：I = Vin/R1这个电路可以认为是恒流源的标准电路，除了足够的精度和可调性之外，使用的元件也都是很普遍的，易于搭建和调试。
只不过其中的Vin还需要用户额外提供。
从以上两个电路可以看出，恒流源有个定式（寒，“定式”好像是围棋术语XD），就是利用一个电压基准，在电阻上形成固定电流。
有了这个定式，恒流源的搭建就可以扩展到所有可以提供这个“电压基准”的器件上。
最简单的电压基准，就是稳压二极管，利用稳压二极管和一只三极管，可以搭建一个更简易的恒流源。
如图(3)所示：电流计算公式为：I = (Vd-Vbe)/R1TL431是另外一个常用的电压基准，利用TL431搭建的恒流源如图(4)所示，其中的三极管替换为场效应管可以得到更好的精度。
TL431组成流出源的电路，暂时我还没想到:)TL431的其他信息请参考《TL431的内部结构图》和《TL431的几种基本用法》电流计算公式为：I = 2.5/R1事实上，所有的三端稳压，都是很不错的电压源，而且三端稳压的精度已经很高，需要的维持电流也很小。
一例简单的LED恒流电源电路
一例简单的LED恒流电源电路
LED恒流电源电路
LED灯电源采用恒流驱动方式，输出电流是一定的，输出电压随负载变化而变化，在断开负载的情况下进行测量，所测电压数值为AC 220V整流后的310V直流电压。
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图1：LED恒流电源
上图中即为一个简单的LED恒流电源电路，采用阻容降压方案来实现，输出电流的大小只取决于电容C1的容值，根据电容对交流电流的容抗来达到输出恒定电流的目的，而输出电压的大小取决于负载，负载电阻越大，输出电压越高，负载开路时最大（DC 310V），反之输出电压越小。
大多数的LED灯都采用恒流驱动电源供电，LED发光二极管的伏
安特性不固定，当电压恒定，发光管温度升高时，其工作电流会明显加大，但亮度却不增加，只会造成LED温升更大，并加速光衰，很容易导致发光管损坏，所以LED电源大都采用恒流源驱动。
怎么区分LED电源是恒流源和恒压源，方法比较简单，只要查看电源上标注的输出电压即可，一般恒流源在输出电压一栏中标注了一个电压范围，比如（DC 125V～140V）；而恒压源则标注的固定的电压值，比如DC 120V。
恒流源是严禁开路的，如果采用的测量方式有误，那么就很容易造成电源损坏，正确的方法是串入电流表带载测量输出电流。
一例led灯恒流电源电路图
一例led灯恒流电源电路图，led吸顶灯二种常见故障分析——LED吸顶灯最易出故障的地方，一是灯珠烧坏，二是驱动器无输出。
吸顶灯由多个小的LED灯珠串联而成，如果有灯珠烧坏，就会导致整个吸顶灯不亮。
灯带不用恒流电源供电的五大原因
在灯带的电源选择上，一般不会选用恒流电流，这是什么原因，为什么灯带不用恒流电源供电，与照明用的LED灯相比，灯带不用恒流电源供电有五大原因。
怎样做出一个输出大电流的恒流源？
怎样做出⼀个输出⼤电流的恒流源？想制作⼤电流的恒流源有两种⽅法：⼀是采⽤运算放⼤器及精密基准电压源IC接成恒流源电路，并通过⼤功率三极管或场效应管扩流，这种⽅法最⼤可以获得数⼗A的恒定电流；⼆是采⽤三端稳压IC组成恒流源，这种⽅法电路较简单，⼀般可以获得⼏A的恒定电流。
下⾯我们分别介绍⼀下这两种恒流源电路。
▲运算放⼤器构成的⼤电流恒流源电路。
上图是采⽤超低失调电压运算放⼤器OP27及1.2V精密基准电压源ICL8069构成的⼤电流恒流源电路。
OP27同相输⼊端所接的1.2V精密基准电压由ICL8069产⽣，由于OP27⼯作于线性放⼤状态，其反相输⼊端电压与同相输⼊端电压相等，即也是1.2V，这样电阻Rs两端的电压亦为1.2V，由于Rs阻值固定不变，故流过Rs的电流便是恒定电流，改变OP27同相输⼊端的基准电压或Rs的阻值，即可调整恒定电流的⼤⼩。
这⾥的VT为⼤功率三极管，其作⽤是扩流。
由于Rs 接在三极管的发射极，故三极管的发射极电流和集电极电流也是恒定电流，若将负载接在集电极，这样流过负载的电流也是恒定电流。
上述电路中，运算放⼤器可以选⽤OP07、OP27这类低失调电压的运算放⼤器，VT可以选⽤2N3055、MJE13007这类⼤功率三极管。
▲三端稳压IC构成的⼤电流恒流源电路。
上述采⽤运算放⼤器组成的恒流源电路负载⼀端不能接地，这在⼀些测量电路中使⽤不太⽅便，若要求恒流源的负载⼀端接地，可以采⽤三端稳压器件LM317接成上图所⽰的恒流源电路。
▲ TO-220封装的LM317稳压IC。
由于LM317的Vout端与Adj端之间有⼀个稳定的1.25V固定电压，这样将R1接在Vout与Adj端之间，流过R1的电流就是恒定的，⽽负载RL与R1为串联关系，这样流过RL的电流也是恒定电流。
调整R1的阻值，即可改变恒定电流的⼤⼩。
由于LM317的最⼤输出电流为1.5A，故这种电路的最⼤输出电流亦为1.5A。
大功率交流恒流源电路设计-001
大功率交流恒流源电路
恒流源电路如图1所示：
图1交流恒流源电路
在图1中，应保证R3=R5=R6=R7，这样输出的电流比较稳定，同时R2应该尽可能的小，这样R2上面能耗就比较少。
图1中，R4是负载，当R2和输入电压V1保持不变的情况下，流过R4上的电流基本上保持不变，即可以认为是恒流。
下面的图2，图3，图4都是仿真结果图。
通过仿真可以看出，当其他条件都不变的情况下，仅仅改变负载的阻值，即R4的值，输出电流基本上不变。
由于LM1875具有交流和直流对地短路的保护功能和超载过热保护电路，可以输出最大功率为30W，因此，此电路可以输出的电流比较大。
理论上，如果R2为30欧，最大的电流可以输出将近1A。
图2
图3
图4。
SG3525恒流源设计
SG3525恒流源设计2 双环控制原理及其实现2.1 电压电流双环控制传统的方法采用电压模式单闭环控制，这种控制方法响应较慢，也不能对功率器件进行实时电流限制，为了实现电压电流可控，平均电流模式采用双闭环控制，其内环控制输出的平均电流，外环控制输出电压，提高了系统响应速度。
2.2 控制电路设计采用集成芯片SG3525外加运放构成平均电流模式控制电路，并用外加逻辑电路的方式形成有限双极性控制的4路控制信号。
如图8所示。
(1)外环控制电压给定信号与输出电压反馈信号经运放U1补偿比较得Ue，接到SG3525的内部误差放人器正相输入端的脚2。
当输出电流超过给定限流值时，D11导通，Ue被箝在给定限流值上。
(2)内环控制采样电阻检测输出电流，并通过电流检测放大器得电流反馈信号。
接到SG3525的内部误差放大器反相输入端的脚1，与Ue进行比较。
SG3525的脚9为反馈补偿端。
(3)有限双极性控制SG3525的脚4为同步信号输出，该信号作为D触发器(U3)的时钟信号，U3的Q 端(脚1)和Q端(脚2)即可得到占空比为50％、相位相差180°的两组脉冲，S11、S12用于控制死区时间。
3 仿真与实验验证这种有限双极性控制的ZVZCS PWM全桥变换器，已应用到一种15KW（300V/50A）电源模块的设计当中。
其主要技术参数如下。
输入DC 430～650V直流；输出DC 170～340V：DC0～50A；开关工作频率20kHz；死区时间1 μs；隔直电容Cb=4 μF；IGBT并联电容C1=C2=22nF；变压器原副边匝数比为15：13；输出滤波电感0.15mH；输出滤波电容2200μF。
3.l 仿真结果额定功率下超前臂的ZVS波形如图9所示。
滞后臂的ZCS波形如图10所示。
实验验证了仿真结果的正确性。
3.2 实验波形当100％负载时，超前臂实现ZVS波形图如图11所示(管压波形100V/div，驱动波形5V/div)。
恒流源设计实例
实例设计在恒流源中，变压器的直流输入直流电压的范围为Vin(min)=250V ，Vin(max)＝380V ；输出功率Po ＝60W ；输出电压V o=58V ，效率 ＝0.85；在NCP1377B 中，其工作频率是可变的。
1. 首先我们来选择MOSFET 管的额定电压。
因为其额定电压是决定变压器匝比的主要因素。
在直流输入电压最大时开关管的最大电压应力为DSS V =INDCMAX V + OR V + SPIKE VOR V 为MOSFET 关断时,二次侧线圈反射至一次侧的电压；SPIKE V 为一次侧漏感引起的尖峰,设计初期一般以30％的MOS DSS V 来选择,具体调试则依Snubber 缓冲线路设计时需考虑电压的85％de-rating ,所以此选用MOSFET 为2SK2608，2A/900V 。
而OR V ＝N*（O V +F V ）待入上式得N= (DSS V *0.70- INDCMAX V - SPIKE V )/ （O V +F V ）=2.8依选取MOS 的Datasheet ，查出相关各参数的规格：Ciss ，Coss ，Crss 等。
因此为准谐振线路，MOS VDS 两端电容近似为谐振电容Cp （如两端无额外并联电容，则可近似取Coss ），此电容的大小决定dead time 的长短，查表得Cp ＝110pF 。
2. 确定最低工作频率min s f对于准谐振模式，工作频率是变化的，所以需以最低工作频率来确定其它相关参数。
最低工作频率的确定需从两方面考虑：一是为了采用较小尺寸的变压器，必须提高SW F ，需注意IC 的最高限频；二是为了降低开关损耗以及EMI 噪声，SW F 应取得小些，需注意不能掉至音频以下。
折衷考虑，通常全输入电压段min s f 取样范围为：25kHz~50kHz 。
因此有加PFC 设计，仅需考虑输入电容的压降及PFC 输出的误差即可，可适当取高工作频率，但从开关损耗及EMI 方面考虑，建议<80kHz 。
大功率恒流源设计
大功率恒流源设计引言：一、设计原理：二、设计步骤：1.选定电路拓扑结构：根据需求和应用场景，选择适合的电路拓扑结构。
常见的大功率恒流源电路结构包括串联电流源、并联电流源和开环式电路。
2.选择功率器件：根据设计要求和工作条件，选择适合的功率器件。
功率器件的选择应考虑其功率损耗、工作电流和温度特性等因素。
3.设计控制电路：根据电路拓扑结构和选定的功率器件，设计和实现控制电路。
控制电路通常包括电流传感器、比较器、放大器、反馈电路和输出控制电路等。
4.优化设计参数：通过参数调节和性能测试，优化设计参数，以提高大功率恒流源的稳定性和输出精度。
5.安全保护设计：为了保护设备和用户安全，设计必须包括过流保护、过热保护和短路保护等安全保护机制。
三、实例分析：以串联电流源设计为例，以下为具体实例分析：1.电路拓扑结构选择：选择串联电流源拓扑结构，其中包括反馈控制回路和输出限流器。
2.选择功率器件：选择适合的功率晶体管，要求具有较大的电流承受能力和低热阻。
3.设计控制电路：设计反馈控制回路，包括电流传感器、比较器和放大器等。
选择合适的电流传感器，如霍尔传感器或电流互感器，用于测量输出电流的值。
比较器用于将测量值与设定值进行比较，并产生误差信号。
放大器用于放大误差信号，并通过反馈电路控制功率晶体管的驱动电压。
4.优化设计参数：通过参数调节和性能测试，优化电流源的输出精度和稳定性。
可以进行校准来调整电流源的输出电流与设定电流之间的差异。
5.安全保护设计：为了保护设备和用户安全，设计必须包括过流保护、过热保护和短路保护等安全保护机制。
过流保护可以通过开关或保险丝实现，过热保护可以通过温度传感器和风扇进行控制，短路保护可以通过电流限流器实现。
四、总结：设计大功率恒流源需要考虑功率晶体管的选择、电路的拓扑结构和控制电路的设计等因素，还需要进行参数调节和性能测试以优化设计。
此外，为了确保安全，还需要包括过流保护、过热保护和短路保护等安全保护机制。
用比较器作恒流源
2. 恒流源模块恒流源模块主要给1W 的LED 提供电流，电流值不大，拟采用可调线性稳流电源，输出电流限定在200mA 以内，恒流源的给定值由路灯控制器根据实际需要的亮灯需求给定。
恒流源原理图如图4 所示。
如图所示：采用比较器作恒流源比较器是运算放大器，但是作比较器使用时，正相输入端电压如果比反相大，则输出端输出高电平(V+)，若正相输入端电压如果比反相小，则输出端为低电平（V-）。
解释：因为运放，是把正相跟反相电压之差放大，如果当作比较器使用时，正相输入端跟反相输入端之间的压差虽然不大，但也有1V或者零点几伏。
而运放放大倍数是几千甚至是几万倍，所以当正相输入端电压比反相大时，运放直接把正相与反相电压之差放大成运放的电源电压V+.然而采用运放作恒流源时，由于三极管是N P N，发射结一直是0.7V，而集电结是反相的，所以电压可以很大。
如果在C极加6V，基极4V，则C极应该3.3V。
三极管压降为2.7V 了，按这个原理。
如果在VF除加入负载。
则流过R1的电流减少。
VF点电压降低。
则比较器会根据压差，给输出端高电平。
则三极管基极电压升高，假如升到4.5V，则C极为3.8V，三极管压降为6-3.8=2.2V，则三极管电压降低，而总电压不变，就留出0.5V的电压给后面负载。
经过这样不断调节（调节速度很快，光速）。
直到当VF点电压与正相输入端电压接近（相差0.0000几伏）时。
即R1的电压不变，电流I也就不变了。
这样就是恒流源了。
原理，通过减少三极管的压降，补给给后面增加的负载，从而维持原来电流。
大功率恒流源的设计
大功率恒流源的设计设计要求：1. 输出功率达600W,输出电压可调的恒流源；2. 输出电压有效值：24～48V （之间随意值均可）；对应输出电流：25～12.5A ；3. 输出电压频率：f ＝50～100Hz （可设置，分辨率为1 Hz ）；4. PWM ，D 类功放；5. 单片机控制LCD 显示电压电流值。
系统原理框图：D 类功放模块方案方案一：首先产生50～100Hz 正弦波信号，将其与频率为数十千赫的三角波信号分别加到电压比较器的正反相输入端进行调制，产生脉宽可变的调制波，调制波的包络线为50～100Hz 的正弦波形。
将调制波进行开关放大，输出功率信号，最后滤波电路，得到低频率的50～100Hz 大功率电压信号。
信号发生器 D 类功放 负载测量MCU 控制及LCD 显示 大功率电源H桥也可用单电源供电要想达到600W的输出功率，大功率电源必须可以提供600W的功率才行，要实现输出电压可调，则需要VCC可调，此处打算采用电压可调的开关电源供电。
单电源供电可生成±VCC的高频脉冲信号；双电源供电则可生成±2VCC的高频脉冲信号，便于得到更大的功率。
此方案的问题是：通过四个大功率开关管组成的H桥后，负载电阻上的电压是浮着的，从测量安全考虑需要有接地端。
负载输出问题有两个方案:1.可以采用分压的方式来进行转换，并联上大电阻就可以忽略其分流作用，这样输出端子的电压和负载两端的电压还需要一个倍数转化的关系。
2.利用变压器进行隔离，使输出有接地端。
差分比例运算电路（极性转换）本设计采用变压器进行浮地转换。
系统测量模块：电流测量：通过电流互感器。
电压测量：分压之后进行采样。
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实例设计
在恒流源中，变压器的直流输入直流电压的范围为Vin(min)=250V ，Vin(max)＝380V ；输出功率Po ＝60W ；输出电压V o=58V ，效率 ＝0.85；在NCP1377B 中，其工作频率是可变的。
1. 首先我们来选择MOSFET 管的额定电压。
因为其额定电压是决定变压器
匝比的主要因素。
在直流输入电压最大时开关管的最大电压应力为
DSS V =INDCMAX V + OR V + SPIKE V
OR V 为MOSFET 关断时,二次侧线圈反射至一次侧的电压；SPIKE V 为一次侧
漏感引起的尖峰,设计初期一般以30％的MOS DSS V 来选择,具体调试则依
Snubber 缓冲线路设计时需考虑电压的85％de-rating ,所以此选用MOSFET 为2SK2608，2A/900V 。
而OR V ＝N*（O V +F V ）待入上式得
N= (DSS V *0.70- INDCMAX V - SPIKE V )/ （O V +F V ）=2.8
依选取MOS 的Datasheet ，查出相关各参数的规格：Ciss ，Coss ，Crss 等。
因此为准谐振线路，MOS VDS 两端电容近似为谐振电容Cp （如两端无额外并联电容，则可近似取Coss ），此电容的大小决定dead time 的长短，查表得Cp ＝110pF 。
2. 确定最低工作频率min s f
对于准谐振模式，工作频率是变化的，所以需以最低工作频率来确定其它相关参数。
最低工作频率的确定需从两方面考虑：一是为了采用较小尺寸的变压器，必须提高SW F ，需注意IC 的最高限频；二是为了降低开关损耗以及EMI 噪声，SW F 应取得小些，需注意不能掉至音频以下。
折衷考虑，通常全输入电压段min s f 取样范围为：25kHz~50kHz 。
因此有加PFC 设计，仅需考虑输入电容的压降及PFC 输出的误差即可，可适当取高工作频率，但从开关损耗及EMI 方面考虑，建议<80kHz 。
这里选择min s f =50kHz 。
3. 确定一次侧最大峰值电流Ipk
由式
sw P P F OUT S
P IN P P W OFF ON F C L V V N N V I L T T T 1*))(*11(**=+++=++π sw p p out
in F I L P P ***5.02==η
可得：
OR
DC in s p o OR DC in OR DC in OR DC in o PK V V f C P V V V V V V P I ******2*****)(**2)min(min
)min()min()min(ηηπη++=＝1.47A
1. 求初级电感
由式(6-15)得：
min 2***2s PK o
f I P Lp η=＝1.29mH
2. 求开关管的导通时间ON T ,关断时间OFF T ,死区时间W T ，占空比D
最大导通时间Ton: )min((max)*
DC in p pk on V L I T =＝7.6ηs 最大关断时间OFF T : OR pk p off V I L T *(max)=
=11.1ηs 死区时间W T : p p w C L T **π==1.2ηs
IC 工作频率为： Tw
T T f off on s ++=
1=20ηs 占空比D 为：
s on f T D *==0.38
可以根据以上公式反计算不同输入，不同负载下的工作频率和占空比，以确保设计的合理性。
7. 求初、次极侧的直流电流有效值IDC 32max pk
prms I D I ⨯=＝0.52A
pk I N I SP ⨯=
2max 3
1SP Srms I D I -=∴＝1.87A 8. 计算AP ，选取CORE 和BOBBIN J B K N I I I L A A AP f rms s rms p peak p p w e **)
/(**max ---+===0.483cm^4
上式中，B ∆选0.27T ，绕组系数Kw ＝0.2，电流密度J ＝5A/mm^2
根据高频变压器铁芯型式与功率参考表和CORE （磁芯）参数对照表选择型号为PC40EI28-Z 。
材料为PC40的磁芯，在100oC 时饱和磁通密度Bs=0.39T 。
故选Bmax=0.27T 。
磁芯的参数为Ae=82.1 mm2、Aw=71.8 mm2 、Le=64mm 、每匝长度lw=52.2mm 、Ve=5257mm3。
选取电流密度J=5A/mm2，（根据散热方式可取3～6，一般设定值为5A/mm2）、绕组系数Kw=0.2。
选定磁芯后实际AP 值为Ae* Aw ＝0.59cm^4>0.483
9. 求初级匝数Np 、次级匝数Ns 、气隙及辅助绕组匝数
根据电磁感应定律可得，
e on DC in p A B T V N **max max
)min(=＝86.13，取整为86匝
N
N N P S =＝30.72，取整为31匝 气隙lg=Np*Np*u0*Ae/Lp=0.59mm ，其中 u0=4pi*107-
NCP1377B 供电电压取值范围一般设定为11.6V-13.7V 之间,选辅助绕组输出电压Vr=20V
由Nr=Np*(1-Dmax)*Vr/[Dmax*Vin(min)]得Nr=11.2,取整11匝
10.选择绕组线径、确定股数
1）计算趋肤深度d，由d=6.1/SQRT(f)得 d=0.2956mm 线径不能大于2d=0.5912mm，故原边所选线径d1=0.35mm ，绕组线径有效面积
S1=0.096211194 mm^2
2）计算原边有效电流面积Sp，由Sp=Ip(rms)/J得Sp=0.106mm^2
3）计算原边股数，由原边股数=Sp/S1得：原边股数=1.10
取整原边股数=1
4）计算副边有效电流面积Ss，由Ss=Is(rms)/J得Ss=0.330637846mm^2 5）计算副边股数，由副边股数=Ss/S2得：副边股数=3.90
取整副边股数=4
6）辅助绕组股数一般取1
11.计算窗口系数Kw，由Kw=（Np*S1*原边股数+Ns*S2*副边股数+Nr*S3*辅
助绕组股数）/Aw得 Kw=0.29
12.变压器设计最终结果
1）磁芯型号为PC40EI28-Z，对应选择的BOBIN为BE28-1110CPLFR。
2）变压器原副边绕组匝数设计
原边绕组86匝×0.35d×1；副边绕组31匝×0.35d×4
辅助绕组11匝×0.35d×1；窗口系数Kw=0.29。