开关电源8大损耗,讲的太详细了
开关电源常见损耗分析与对策
开关电源常见损耗分析与对策
以图一中典型的反激转换器(flyback converter)为例，去分析电源转换器的损耗。
因为反激转换器低价位和广泛的输入范围的特性，在实际应用层面受到欢迎。
对一个开关电源而言，主要的损耗包括了传导损耗(conduction loss)和切换损耗(switching loss)，以及由控制电路所造成的损耗。
表二、三、四分别对这些主要损耗，包括主要的传导损耗和切换损耗，控制电路所造成的损耗，列出了大约的估算，和常用的解决对策。
表二主要的开关损耗
表三主要的传导损耗
表四控制电路的主要损耗
可以很明显的发现无论是传导损耗或切换损耗，都和切换频率有很密切的关系。
降低切换频率可以有效的降低损耗，特别是在轻载时。
但由波宽调变产生器所产生的波宽必须被控制，免得造成磁性元件的饱和。
而且，反激转换器的输出能量可以表示为Po = (Vdc^2 ×Ton^2) /(2 ×Lp ×T) ×η，其中η代表转换效率。
在轻载时，导通时间(Ton)很短暂，增长切换週期(T)，或降低切换频率(fs)，是一个很直觉的想法。
开关电源电路各种损耗的分析
开关电源电路各种损耗的分析01输入部分损耗1、脉冲电流造成的共模电感T的内阻损耗加大适当设计共模电感，包括线径和匝数2、放电电阻上的损耗在符合安规的前提下加大放电电阻的组织3、热敏电阻上的损耗在符合其他指标的前提下减小热敏电阻的阻值02启动损耗普通的启动方法，开关电源启动后启动电阻回路未切断，此损耗持续存在。
改善方法：恒流启动方式启动，启动完成后关闭启动电路降低损耗。
03与开关电源工作相关的损耗04钳位电路损耗有放电电阻存在，mos开关管每次开关都会产生放电损耗改善方法：用TVS钳位如下图，可免除电阻放电损耗（注意：此处只能降低电阻放电损耗，漏感能量引起的尖峰损耗是不能避免的）当然最根本的改善办法是，降低变压器漏感。
05供电绕组的损耗电源芯片是需要一定的电流和电压进行工作的，如果Vcc供电电压越高损耗越大。
改善方法：由于IC内部消耗的电流是不变的，在保证芯片能在安全工作电压区间的前提下尽量降低Vcc供电电压！06变压器的损耗由于待机时有效工作频率很低，并且一般限流点很小，磁通变化小，磁芯损耗很小，对待机影响不大，但绕组损耗是不可忽略的。
07变压器绕组引起的损耗绕组的层与层之间的分布电容的充放电损耗(分布电容在开关MOS管关断时充电，在开关MOS管开通时放电引起的损耗。
）当测试mos管电流波形时，刚开启的时候有个电流尖峰主要由变压器分布电容引起。
改善方法:在绕组层与层之间加绝缘胶带，来减少层间分布电容。
08开关管MOSFET上的损耗mos损耗包括：导通损耗，开关损耗，驱动损耗。
其中在待机状态下最大的损耗就是开关损耗。
改善办法：降低开关频率、使用变频芯片甚至跳频芯片（在空载或很轻负载的情况下芯片进入间歇式振荡）09整流管上的吸收损耗输出整流管上的结电容与整流管的吸收电容在开关状态下引起的尖峰电流反射到原边回路上，引起的开关损耗。
另外还有吸收电路上的电阻充放电引起的损耗。
改善方法：在其他指标允许的前提下尽量降低吸收电容的容值，降低吸收电阻的阻值。
开关电源设计-开关电源损耗分析与减小的方法
1.4 同步整流器可以使输出整流器导 通损耗的降低
为了降低输出整流器的导通损耗，可以采 用MOSFET构成同步整流器，如果一个导 通电阻为10mΩ的MOSFET流过20A电流， 其导通电压降仅仅0.2V！明显低于肖特基 二极管的在这个电流下的导通电压，如果 流过10A电流，则导通电压会更低。 这就是现在的高效率开关电源的输出整流 器采用同步整流器的最主要的原因。
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尽可能增加占空比可以降低导通损 耗
在开关管额定电流相同的条件下。占空比 为0.5的导通损耗是占空比0.4的导通损耗的 80%、是占空比0.4的导通损耗的60%。 这种损耗的减少是在不增加成本和电路复 杂性条件下通过改变工作状态轻而易举得 到的。
常规技术下开关管的导通损耗比例
MOSFET作为开关管时，导通损耗一般占 开关管总损耗的2/3； IGBT作为开关管时，导通损耗一般占开关 管总损耗的1/3。
开关管的驱动 驱动MOSFET实际上是对MOSFET的栅极 电容的充放电过程。 例如在100ns时间内驱动一个100nC栅极电 荷的MOSFET由关断到导通或由导通到关 断需要1A驱动电流，如果是200mA则驱动 时间就会变为500ns。对应的开关损耗将会 增加到1A驱动电流的5倍。 因此，驱动电流对于快速开关MOSFET非 常重要。
开关电源功耗分析
开关电源损耗分析1、输入和输出整流器损耗（占输入功率的２％以上）1）、输入浪涌电流抑制电路的损耗浪涌电流：上电是由于滤波电容器的电压不能跃变而导致的上电浪涌电流抑制方法：采用负温度系数热敏电阻；0.5~2W损耗；保险管损耗2）、电源滤波器的损耗共模电感绕组电阻的损耗；差模电感绕组电阻损耗；电源滤波器的Ｘ、Ｙ电容器的损耗；３）、输入整流器的损耗整流二极管通态的有效电压和电流将高于具有ＰＦＣ功能的整流电路损耗４）、滤波电容器的损耗滤波电容器的等效串联电阻（ＥＳＲ）与流过电容器两端的纹波电流平方的乘积；在无ＰＦＣ整流电路时，滤波电容器将流过约１Ａ的２陪的工频纹波电流。
桥式变换器的纹波电流比较低。
反激式变换器有很大开关频率的纹波电流约为１Ａ。
5）、输出整流的损耗输出整流的损耗：主要由输出整流器的开关损耗即反向恢复所造成的损耗。
与电路结构；控制模式；流过整流器的电流有效值有关。
电路结构：桥式变换器；推挽变换器：输出整流电路为全波整流电路其特点为：一个整流管导通压降低；占空比高，可以降低峰值电流和电流有效值。
单管，双管正激式采用续流二极管的半波整流电路：两个二极管压降，占空比约0.4，输出电流峰值和有效值比较高，相对损耗大。
单管，双管反激式变换器输出整流器工作于电流断续模式下，流过整流管的峰值电流和有效值电流比电流连续时的还要大，因此功耗最大2、开关损耗（主变换器的损耗）1）、利用软开关的方法降低开关管的开关损耗2）、3、缓冲电路损耗１）、4、导通损耗1）、采用同步整流器降低低压输出的整流器导通损耗5、控制、检测、驱动和保护电路损耗１）、6、滤波电容器的损耗１）、滤波电容器的损耗滤波电容器的等效串联电阻（ＥＳＲ）与流过电容器两端的纹波电流平方的乘积；在无ＰＦＣ整流电路时，滤波电容器将流过约１Ａ的２陪的工频纹波电流。
桥式变换器的纹波电流比较低。
反激式变换器有很大开关频率的纹波电流约为１Ａ、7、多级电源变换的损耗１）、8、变压器和电感的损耗１）、单端反激式变换器由于要承担变压器和电感的双重作用，因此，反激式变压器损耗最大。
开关电源易损元件以及故障分析
开关电源易损元件以及故障分析现在电子电路中，有很多故障是由开关电源故障引起的，而开关电源的常见故障中，又有大部分是由一些易损件损坏而引起。
比如说，在开关电源中的开关管，经常性损坏，但是开关变压器，损坏的几率却又极小!几乎可以忽略不计。
所以以下，我总结了开关电源中一些比较容易损坏的元件，以及损坏后会出现什么故障现象，分享给大家。
1.保险管烧保险大多数是后级电路大电流引起，也就是说后面的电路有短路情况，比如说开关管，限流电阻，桥堆烧坏短路，芯片损坏，大滤波电容损坏等等都会引起烧断保险，故障现象为通电无反应。
(温馨提示：如果换了保险管后，不要贸然通电测试，一定要找出故障或采取一定措施后才通电)2，滤波电容损坏(300V的大电容)滤波电容漏电或容量降低，会造成死机或开机无反应，滤波电容损坏一般从外观上可以看到电容鼓包。
(当然也有不鼓包的)3.输出滤波电容：故障现象和滤波电容坏差不多。
4.开关管第一点讲过，开关告损坏后一般会烧保险，限流电阻也会跟随着损坏，有些时候连PWM芯片也跟着烧坏(不过这种现象不多)。
既然保险管都烧了，故障现象肯定是通电无反应。
5，稳压二极管。
在二极管所承受反向电压大于其标称稳压值的情况下，稳压管会反向击穿，但是这种击穿是可以恢复的，即在电压值降低以后，稳压管会脱离击穿状态，相当于开路。
如果是短路，那么稳压管已经损坏了，电流超过稳压管承受电流造成，为热击穿，不可恢复的。
6.光藕与TL431这两个元件损坏一般会造成输出电压不稳定或无电压输出，如何检测，在我前面的文章中有专门介绍过(取样电阻损坏同样会造成同类问题)。
7.启动电阻：启动电阻是接在300V电源与开关管基极之间，启动电阻损坏会造成有300V，但是无电压输出，而整机无反应。
8.限流电阻：顾名思义，该电阻损坏过流保护电路工作，和启动电阻一样300V 无输出电压。
9.PWM控制芯片：PWM损坏会造成有300V，但是无输出电压还会重复烧开关管和保险，检测时可以打对地阻值来判断其好坏，正常对地阻值除了其对地脚外，其他引脚都有几百欧姆。
开关电源损耗有这些——看完这篇经验之谈恍然大悟(民熔)
开关电源损耗深度解读能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得100%的转换效率，但是，一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近95%。
绝大多数电源IC 的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。
二极管传导损耗MOSFET 的传导损耗与R DS(ON)成正比，二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压(VF)。
二极管通常比MOSFET 损耗更大，二极管损耗与正向电流、VF 和导通时间成正比。
由于MOSFET 断开时二极管导通，二极管的传导损耗(P COND(DIODE))近似为：P COND(DIODE) = IDIODE(ON)×VF ×(1 - D)式中，IDIODE(ON)为二极管导通期间的平均电流。
二极管导通期间的平均电流为I OUT，因此，对于降压型转换器，P COND(DIODE)可以按照下式估算：P COND(DIODE) = I OUT×VF ×(1 - V OUT/V IN)与MOSFET 功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗与I 成正比，而不是I2。
显然，MOSFET 或二极管的导通时间越长，传导损耗也越大。
对于降压型转换器，输出电压越低，二极管产生的功耗也越大，因为它处于导通状态的时间越长。
开关动态损耗由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的，很难估算MOSFET 和二极管的开关损耗，器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中会产生功率损耗。
MOSFET 的漏源电压(V DS)和漏源电流(I DS)的关系图可以很好地解释MOSFET 在过渡过程中的开关损耗，从上半部分波形可以看出，t SW(ON)和t SW(OFF)期间电压和电流发生瞬变，MOSFET 的电容进行充电、放电。
V DS降到最终导通状态(= ID ×R DS(ON))之前，满负荷电流(ID)流过MOSFET。
开关电源易损元件及故障
1.保险丝 烧保险大多数是因为后级电路大电流引起，就是说后面的电路有短路，如开关管短路，限流电阻烧坏，芯片损坏，以及桥堆短路 大滤波电容损坏都会引起烧断保险，故障现象为通电无反应。
2.300V大滤波电容损坏：严重漏电会造成开机无反应，轻微损坏会造成一闪即灭和死机问题，一般从外观上可以看到电容鼓包。
3.输出滤波电容：故障跟上面大致相同
4.开关管：损坏后一般会烧保险，同时伴随限流电阻损坏，少数板连PWM芯片也跟着烧坏，故障现象为通电无反应。
5.稳压二极管：损坏后通电无反应，一般为保护电路起作用或输出电压直接被拉低而造成负载不工作。
6.光藕与431：这两个元件损坏一般会造成输出电压不稳定或无电压输出（取样电阻损坏同样会造成同类问题）。
11.定时电阻和电容：损坏后严重会造成无ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ压输出，轻微一点会使输出电压不对。
12.尖峰元件：此电路元件不正常会造成屡烧开关管。
7.启动电阻与启动电容：这两个元件损坏会造成有300V无电压输出，而整机无反应。
8.限流电阻：该电阻损坏过流保护电路工作，同样会造成有300V无输出电压。
9.复合二极管：损坏后输出电压不稳定或带不起负载。
10.PWM控制芯片：严重会重复烧开关管和保险，轻微损坏会造成有300V无输出电压，可以打对地阻值来判断其好坏，一般对地阻值除对地脚其他引脚为几百欧姆。
开关电源待机损耗
开关电源功耗分析首先要分析开关电源损耗的构成。
以反激式电源为例，其工作损耗主要表现为：MOSFET 导通损耗，MOSFET寄生电容损耗，开关交叠损耗，PWM控制器及其启动电阻损耗，输出整流管损耗，箝位保护电路损耗，反馈电路损耗等。
其中前三个损耗与频率成正比关系，即与单位时间内器件开关次数成正比。
在待机状态，主电路电流较小，MOSFET导通时间ton 很小，电路工作在DCM模式，故相关的导通损耗，次级整流管损耗等较小，此时损耗主要由寄生电容损耗和开关交叠损耗和启动电阻损耗构成。
提高待机效率的方法根据损耗分析可知，切断启动电阻，降低开关频率，减小开关次数可减小待机损耗，提高待机效率。
具体的方法有：降低时钟频率；由高频工作模式切换至低频工作模式，如准谐振模式（QuasiResonant，QR）切换至脉宽调制（PulseWidthModulation，PWM），脉宽调制切换至脉冲频率调制（PulseFrequencyModulation，PFM）；可控脉冲模式（BurstMode）。
（一）切断启动电阻对于反激式电源，启动后控制芯片由辅助绕组供电，启动电阻上压降为300V左右。
设启动电阻取值为47kΩ，消耗功率将近2W.要改善待机效率，必须在启动后将该电阻通道切断。
TOPSWITCH，ICE2DS02G内部设有专门的启动电路，可在启动后关闭该电阻。
若控制器没有专门启动电路，也可在启动电阻串接电容，其启动后的损耗可逐渐下降至零。
缺点是电源不能自重启，只有断开输入电压，使电容放电后才能再次启动电路。
（二）降低时钟频率时钟频率可平滑下降或突降。
平滑下降就是当反馈量超过某一阈值，通过特定模块，实现时钟频率的线性下降。
POWER公司的TOPSwitch-GX和SG公司的SG6848芯片内置了这样的模块，能根据负载大小调节频率。
（三）切换工作模式1.QR→PWM对于工作在高频工作模式的开关电源，在待机时切换至低频工作模式可减小待机损耗。
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开关电源8大损耗，讲的太详细了能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得100%的转换效率，但是，一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近95%。
绝大多数电源IC 的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。
一般厂商会给出实际测量的结果，但我们只能对我们自己的数据担保。
图1 给出了一个SMPS 降压转换器的电路实例，转换效率可以达到97%，即使在轻载时也能保持较高效率。
采用什么秘诀才能达到如此高的效率？我们最好从了解SMPS 损耗的公共问题开始，开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET 和二极管)，另外小部分损耗来自电感和电容。
但是，如果使用非常廉价的电感和电容(具有较高电阻)，将会导致损耗明显增大。
选择IC 时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。
例如，图1 采用了多种方法来降低损耗，其中包括：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的MOSFET，低静态电流和跳脉冲控制模式。
我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。
图1. 降压转换器集成了低导通电阻的MOSFET，采用同步整流，效率曲线如图所示。
降压型SMPS损耗是任何SMPS 架构都面临的问题，我们在此以图2 所示降压型(或buck)转换器为例进行讨论，图中标明各点的开关波形，用于后续计算。
降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。
为了达到这个要求，MOSFET 以固定频率(f S)，在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。
当MOSFET 导通时，输入电压给电感和电容(L 和C OUT)充电，通过它们把能量传递给负载。
在此期间，电感电流线性上升，电流回路如图2 中的回路1 所示。
当MOSFET 断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。
电感电流线性下降，电流流过二极管，电流回路如图中的环路2 所示。
MOSFET 的导通时间定义为PWM 信号的占空比(D)。
D 把每个开关周期分成[D ×t S]和[(1 - D) ×t S]两部分，它们分别对应于MOSFET 的导通时间(环路1)和二极管的导通时间(环路2)。
所有SMPS 拓扑(降压、反相等)都采用这种方式划分开关周期，实现电压转换。
对于降压转换电路，较大的占空比将向负载传输较多的能量，平均输出电压增加。
相反，占空比较低时，平均输出电压也会降低。
根据这个关系，可以得到以下理想情况下(不考虑二极管或MOSFET 的压降)降压型SMPS 的转换公式：V OUT = D ×V INI IN = D ×I OUT需要注意的是，任何SMPS 在一个开关周期内处于某个状态的时间越长，那么它在这个状态所造成的损耗也越大。
对于降压型转换器，D 越低(相应的VOUT 越低)，回路2 产生的损耗也大。
1、开关器件的损耗MOSFET 传导损耗图2 (以及其它绝大多数DC-DC 转换器拓扑)中的MOSFET 和二极管是造成功耗的主要因素。
相关损耗主要包括两部分：传导损耗和开关损耗。
MOSFET 和二极管是开关元件，导通时电流流过回路。
器件导通时，传导损耗分别由MOSFET 的导通电阻(R DS(ON))和二极管的正向导通电压决定。
MOSFET 的传导损耗(P COND(MOSFET))近似等于导通电阻R DS(ON)、占空比(D)和导通时MOSFET 的平均电流(IMOSFET(AVG))的乘积。
P COND(MOSFET) (使用平均电流) = IMOSFET(AVG)²×R DS(ON)×D上式给出了SMPS 中MOSFET 传导损耗的近似值，但它只作为电路损耗的估算值，因为电流线性上升时所产生的功耗大于由平均电流计算得到的功耗。
对于“峰值”电流，更准确的计算方法是对电流峰值和谷值(图3 中的IV 和IP)之间的电流波形的平方进行积分得到估算值图3. 典型的降压型转换器的MOSFET 电流波形，用于估算MOSFET 的传导损耗。
下式给出了更准确的估算损耗的方法，利用IP 和IV 之间电流波形I²的积分替代简单的I²项。
P COND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] ×R DS(ON)×D= [(IP3 - IV3)/3] ×R DS(ON)×V OUT/V IN式中，IP 和IV 分别对应于电流波形的峰值和谷值，如图3 所示。
MOSFET 电流从IV 线性上升到IP，例如：如果IV 为0.25A，IP 为1.75A，R DS(ON)为0.1Ω，V OUT为VIN/2 (D = 0.5)，基于平均电流(1A)的计算结果为：PCOND(MOSFET) (使用平均电流) = 12×0.1 ×0.5 = 0.050W利用波形积分进行更准确的计算：P COND(MOSFET) (使用电流波形积分进行计算) = [(1.753 - 0.253)/3] ×0.1 ×0.5 = 0.089W 或近似为78%，高于按照平均电流计算得到的结果。
对于峰均比较小的电流波形，两种计算结果的差别很小，利用平均电流计算即可满足要求。
2、二极管传导损耗MOSFET 的传导损耗与R DS(ON)成正比，二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压(VF)。
二极管通常比MOSFET 损耗更大，二极管损耗与正向电流、VF 和导通时间成正比。
由于MOSFET 断开时二极管导通，二极管的传导损耗(P COND(DIODE))近似为：P COND(DIODE) = IDIODE(ON)×VF ×(1 - D)式中，IDIODE(ON)为二极管导通期间的平均电流。
图2 所示，二极管导通期间的平均电流为I OUT，因此，对于降压型转换器，P COND(DIODE)可以按照下式估算：P COND(DIODE) = I OUT×VF ×(1 - V OUT/V IN)与MOSFET 功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗与I 成正比，而不是I2。
显然，MOSFET 或二极管的导通时间越长，传导损耗也越大。
对于降压型转换器，输出电压越低，二极管产生的功耗也越大，因为它处于导通状态的时间越长。
3、开关动态损耗由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的，很难估算MOSFET 和二极管的开关损耗，器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中会产生功率损耗。
图4 所示MOSFET 的漏源电压(V DS)和漏源电流(I DS)的关系图可以很好地解释MOSFET 在过渡过程中的开关损耗，从上半部分波形可以看出，t SW(ON)和t SW(OFF)期间电压和电流发生瞬变，MOSFET 的电容进行充电、放电。
图4 所示，V DS降到最终导通状态(= ID ×R DS(ON))之前，满负荷电流(ID)流过MOSFET。
相反，关断时，V DS在MOSFET 电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的最终值。
开关过程中，电压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源，从图4 可以清楚地看到这一点。
图4. 开关损耗发生在MOSFET 通、断期间的过渡过程开关损耗随着SMPS 频率的升高而增大，这一点很容易理解，随着开关频率提高(周期缩短)，开关过渡时间所占比例增大，从而增大开关损耗。
开关转换过程中，开关时间是占空比的二十分之一对于效率的影响要远远小于开关时间为占空比的十分之一的情况。
由于开关损耗和频率有很大的关系，工作在高频时，开关损耗将成为主要的损耗因素。
MOSFET 的开关损耗(P SW(MOSFET))可以按照图3 所示三角波进行估算，公式如下：P SW(MOSFET) = 0.5 ×VD ×ID ×(t SW(ON) + t SW(OFF)) ×f S其中，VD 为MOSFET 关断期间的漏源电压，ID 是MOSFET 导通期间的沟道电流，t SW(ON)和t SW(OFF)是导通和关断时间。
对于降压电路转换，V IN 是MOSFET 关断时的电压，导通时的电流为I OUT。
为了验证MOSFET 的开关损耗和传导损耗，图5 给出了降压转换器中集成高端MOSFET 的典型波形：V DS和I DS。
电路参数为：V IN = 10V、V OUT = 3.3V、I OUT = 500mA、R DS(ON) = 0.1Ω、f S = 1MHz、开关瞬变时间(t ON + t OFF)总计为38ns。
在图5 可以看出，开关变化不是瞬间完成的，电流和电压波形交叠部分导致功率损耗。
MOSFET“导通”时(图2)，流过电感的电流IDS 线性上升，与导通边沿相比，断开时的开关损耗更大。
利用上述近似计算法，MOSFET 的平均损耗可以由下式计算：PT(MOSFET) = P COND(MOSFET) + P SW(MOSFET)= [(I13 - I03)/3] ×R DS(ON)×V OUT/V IN + 0.5 ×V IN×I OUT×(t SW(ON) + t SW(OFF)) ×f S= [(13 - 03)/3] ×0.1 ×3.3/10 + 0.5 ×10 ×0.5 ×(38 ×10-9) ×1 ×106= 0.011 + 0.095 = 106mW这一结果与图5 下方曲线测量得到的117.4mW 接近，注意：这种情况下，f S足够高，PSW(MOSFET)是功耗的主要因素。
图5. 降压转换器高端MOSFET 的典型开关周期，输入10V、输出3.3V (输出电流500mA)。
开关频率为1MHz，开关转换时间是38ns。
与MOSFET 相同，二极管也存在开关损耗。
这个损耗很大程度上取决于二极管的反向恢复时间(t RR)，二极管开关损耗发生在二极管从正向导通到反向截止的转换过程。
当反向电压加在二级管两端时，正向导通电流在二极管上产生的累积电荷需要释放，产生反向电流尖峰(I RR(PEAK))，极性与正向导通电流相反，从而造成V ×I 功率损耗，因为反向恢复期内，反向电压和反向电流同时存在于二极管。
图6 给出了二极管在反向恢复期间的PN 结示意图。
图6. 二极管结反偏时，需要释放正向导通期间的累积电荷，产生峰值电流(I RR(PEAK))。
了解了二极管的反向恢复特性，可以由下式估算二极管的开关损耗(P SW(DIODE))：P SW(DIODE) = 0.5 ×V REVERSE×I RR(PEAK)×t RR2×f S其中，V REVERSE是二极管的反向偏置电压，I RR(PEAK)是反向恢复电流的峰值，t RR2是从反向电流峰值I RR到恢复电流为正的时间。