48V-30A移相全桥ZVS-DC-DC-变换器的设计
第十章-软开关技术2——移相控制ZVS-PWM-DC-DC全桥变换器
loss
TS / 2
而 t25
Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin
那么有：Dloss
2Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin TS
Dloss 越大；②负载越大， Dloss越大；③ Vin越低，Dloss 越大。 可知：① Lr 越大， Dloss 的产生使DS 减小，为了得到所要求的输出电压，就必须减小原副边的 匝比。而匝比的减小，带来两个问题： ①原边电流增加，开关管电流峰值也要增加，通态损耗加大； ②副边整流桥的耐压值要增加。
6.
Vin i p (t ) (t t4 ) Lr
到 t5 时刻，原边电流达到折算到原 边的负载电流 I Lf (t5 ) / K值，该开 关模态结束。 持续时间为：
t45
Lr I Lf (t5 ) / K Vin
7. 开关模态6 在这段时间里，电源给负载供电 原边电流为:
10.3. 3 两个桥臂实现ZVS的差异
1.实现ZVS的条件 要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量： ①抽走将要开通的开关管的结电容（或外部附加电容）上的电荷； ②给同一桥臂关断的开关管的结电容（或外部附加电容）充电； 考虑到变压器的原边绕组电容，还要有能量用来： ③抽走变压器原边绕组寄生电容CRT 上的电荷。
ip (t ) I p (t0 ) I1
vC1 (t )
I1 (t t0 ) 2Clead I1 vC 3 (t ) Vin (t t0 ) 2Clead
在
C3 电压降到零，D3 自 t1时刻，
然导通。
3.开关模态2
td (lead ) t01
D3导通后，将Q3 的电压箝在零位 此时开通Q3 ，则Q3是零电压开通。 Q3和Q1驱动信号之间的死区时间 ，即
移相全桥DCDC变换器的设计与研究
i
ABSTRACT
With China's rapid economic development, electronic technology and computer technology become more and more widely. It makes the power supply develop in the direction of lighter , smaller, high-frequency and high-efficiency. While increasing the operating frequency, the power switch voltage and current stress increases as well.Soft-switching technology can achieve zero-voltage start or zero current shutdown. It can also improve the efficiency and reduce the electromagnetic interference. In the field of high-power applications,the phase-shifted full-bridge DC/DC converter has a simple circuit structure, a small switching loss, and it is easy to control.So it has been generally applied on many occasions.
第二章 移相全桥 DC/DC 变换器............................................................................................7 2.1 移相全桥 ZVS DC/DC 变换器 ....................................................................................7 2.2 移相全桥 DC/DC 变换器控制方式...........................................................................13 2.2.1 PID 控制............................................................................................................13 2.2.2 电压和电流双闭环控制 .................................................................................. 13 2.2.3 模糊控制 .......................................................................................................... 13 2.3 移相全桥 DC/DC 变换器关键问题的分析 ..............................................................14 2.3.1 两个桥臂实现 ZVS 的差异.............................................................................14 2.3.2 副边占空比的丢失 .......................................................................................... 16 2.3.3 整流二极管的换流 .......................................................................................... 17 2.4 改进型全桥移相 ZVS-PWM DC/DC 变换器电路 ..................................................21 2.5 本章小结 .....................................................................................................................28
基于Intersil全桥ZVS控制器的高效率DC-DC变换器设计.
基于Intersil全桥ZVS控制器的高效率DC-DC变换器设计Intersil（英特矽尔）ZVS全桥变换器原理全桥电路的控制方式主要有四种：1）普通双极性控制，这种方式是硬开关控制方式；2）移相控制，如TI、LTC 及瑞萨都有类似的控制器；3）下管调制法，Intersil所采用的方法；4）有限双极性控制，一个桥臂脉宽固定，另一个桥臂脉宽调制，如Delta。
桥式双极性调制指同一桥臂的上管与下管驱动波形反相，只加了必要的死区，因此是180°互补。
最基本的控制方式为对角的驱动波形完全相同，反对角方向和Intersil（英特矽尔）ZVS全桥变换器原理全桥电路的控制方式主要有四种：1）普通双极性控制，这种方式是硬开关控制方式；2）移相控制，如TI、LTC及瑞萨都有类似的控制器；3）下管调制法，Intersil所采用的方法；4）有限双极性控制，一个桥臂脉宽固定，另一个桥臂脉宽调制，如Delta。
桥式双极性调制指同一桥臂的上管与下管驱动波形反相，只加了必要的死区，因此是180°互补。
最基本的控制方式为对角的驱动波形完全相同，反对角方向和对角方向的管子驱动波形互补。
每个周期的工况可分为四部分，分别为正半周功率传输、正半周续流、负半周功率传输以及副半周续流，如图1所示。
正半周功率传输时段特点是对角线的两个管子QA和QD同时导通，漏感L_LK存储能量，功率从电源传到负载；正半周续流时段，QA、QD同时关闭，漏感L_LK 续流。
如果该漏感储能足够大，反对角开关二极管将会正偏。
L1通过两个二极管D1、D2续流，变压器T1所有的绕阻都相当于短路。
负半周的功率传输时段和续流时段分别与正半周对称。
Intersil普通双极性控制器647X系列都是硬开关方式，如电压型ISL6740和ISL6470A、电流型6741、电压电流混合型6742等。
由于上述系列是双端控制器，因此也适用于以下拓扑：半桥式（只能用于电压型）、推挽式（只能用于电流型）以及交错正激。
ZVS移相全桥双向DC／DC变换器
文 章 编 号 ：６４ ７ （０ ０ ０ － ０ ￣２ １７ ４５ ８ ２ １ ） １ ０ ５ ０
应 用 实践
Ｚ Ｓ移 相 全 桥 双 向 Ｄ ／ Ｃ变换 器 Ｖ ＣＤ
张 波 ，曹丰文 ，索 迹 ，高金 生
（ 苏州市职 业大 学 电子信 息工程 系， 苏 苏州 ２５０ ） 江 １１４
用软开关技术 ， 同样软开关技术还可 以显著减少开关过 程中
激起 的振 荡 ， 可大幅地 提高开关 频率 ， 更好地 实现 开关 电源
小 型 化 、 效 率 的 优 点 。 因 此 致 力 于 开 发 新 型 软 开 关 双 向 高 Ｄ — Ｃ变 换 器 的 研 究 很 有 必 要 ， 时 软 开 关 双 向 Ｄ —Ｃ 变 ＣＤ 同 ＣＤ 换 器 是研 究 的 热 点 内 容 。
换 器 中使 用 最 多 的 一种 软 开 关 控 制 方 式 ， 是 谐 振 变 换 技术 它
和Ｐ ＷＭ技术 的结 合 ， 具有 容易 实现 Ｚ Ｓ开 关 、 Ｖ 响应 速度 快 等优 点 ， 自提 出以来获得 了广 泛的研究 。图 １中 Ｄ １～／ ９ ４分 别是 ｓ ～ｓ １ ． ４的内部寄生 二极 管 ， １～ｃ Ｃ ４分别 是 ． ｓ Ｓ １～． ４的 寄生 电容或其 寄生 电容 与外 接小电容的等效 ， 中 Ｃ ：Ｃ ， 其 １ ３
Ｓ ｌ
图 １ 桥 式 直 流 变 换 器
Ｃ ２
一
＿Ｊ ＿ｌ
Ｃｎ — —＿ ▲ Ｊ Ｃｂ ｌ
＝
Ｄ２
Ｃ ２＝Ｃ ， ｂ ４ Ｃ 是隔直 电容 ， 是为防止变压器铁心 因不对称 导致
直 流偏 磁饱 和 ，ｒ 变 压器 原边 漏 电感 与外 串 电感之 和。 Ｌ是
ZVS移相全桥变换器的原理与设计
ZVS移相全桥变换器的原理与设计摘要：介绍移相全桥ZVS变换器的原理，并用UC3875控制器研制成功3kW移相全桥零电压高频通信开关电源。
关键词：移相全桥零电流开关零电压开关准谐振The Principle and Design of Phase shifted Full bridge Zero voltage ConvertorAbstract： The paper introduces the principle of phase shifted full bridge zerovoltage switching convertor.A 3kw full bridge ZVS convertor was developed us ing UC3875 controller.Keywords: Phase shifted full bridge, ZCS, ZVS, Quasi resonance中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编号：02192713(2000)11572031引言传统的全桥PWM变换器适用于输出低电压(例如5V)、大功率(例如1kW)的情况，以及电源电压和负载电流变化大的场合。
其特点是开关频率固定，便于控制。
为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开关频率提高到1MHz级水平。
为避免开关过程中的损耗随频率增加而急剧上升，在移相控制技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关，这种技术称为ZVS零电压准谐振技术。
由于减少了开关过程损耗，可保证整个变换器总体效率达90％以上，我们以Unitrode公司UC3875为控制芯片研制了零电压准谐振高频开关电源样机。
本文就研制过程，研制中出现的问题及其改进进行论述。
2准谐振开关电源的组成ZVS准谐振高频开关电源是一个完整的闭环系统，它包括主电路、控制电路及CPU通讯和保护电路，如图1所示。
移相全桥ZVS PWM DC／DC变换器的仿真分析
移相全桥ＺＶＳＰＷＭＤＣ／ＤＣ变换器的仿真分析作者：龙泽彪施博文来源：《消费导刊·理论版》2008年第17期[摘要]本文首先在研究硬开关的缺陷上，提出软开关技术。
对移相控制ZVS PWM DC/DC 变换器的工作原理进行分析研究的基础上，使用PSpice9.2计算机仿真软件对变换器的主电路进行仿真和分析，验证该新型DC/DC变换器的拓扑结构设计的正确性和可行性。
[关键词]软开关 DC/DC ZVS 移相控制 PSpice9.2作者简介：龙泽彪（1985-），男，湖北仙桃人，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：异步电机控制；施博文（1985-），男，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：电力电子与电气传动。
一、引言随着新型电力电子器件以及适用于更高频率的电路拓扑和新型控制技术的不断出现，开关电源朝着小型化、高效化、低成本、低电磁干扰、高可靠性、模块化、智能化的方向发展。
硬开关DC/DC变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这一般都与有源开关器件的体内寄生二极管有关，其关断过程中的反向恢复电流产生的电流尖峰对开关器件有极大的危害。
本文在对DC/DC变换器的基本工作原理进行分析、研究的基础上，对已经出现的软开关DC/DC变换器拓扑结构进行分析研究，提出的一种新型的DC/DC变换器的拓扑结构，并进行深入的研究。
二、移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的工作原理移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器（Phase-Shifted zero-voltage-switching PWMDC/DC Full-Bridge Converter，PS ZVS PWM DC/DC FB Converter），是利用变压器的漏感或原边串联的电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现开关管的零电压开关，其主电路拓扑结构及主要波形如图1所示。
其中，D1～D4分别是S1～S4的内部寄生二极管，C1～C4分别是S1～S4的寄生电容或外接电容，Lr是谐振电感，它包含了变压器的漏感。
ZVS移相全桥变换器设计
ZVS移相全桥变换器设计ZVS（Zero Voltage Switching）移相全桥变换器是一种高效的电力转换装置，它能够实现能量的高效传输和转换。
在本文中，我们将详细介绍ZVS移相全桥变换器的设计原理、工作原理和关键技术。
1.设计原理（1）ZVS技术：ZVS技术能够将开关管的开关转换时刻与输入电流或输出电压为零的时刻相匹配，从而避免了开关管的开关损耗和开关管产生的电磁干扰。
（2）全桥变换器：全桥变换器采用四个开关管和两个二极管，能够实现输入电压的极性逆变和输出电流的正向流动。
2.工作原理（1）开关管S1和S2导通，开关管S3和S4关闭，输入电源向电感L1充电；（2）当开关管S1和S2关闭，开关管S3和S4导通时，电感L1释放能量供应给负载；（3）根据负载的需求，通过控制开关管S1、S2、S3和S4的导通和关闭，实现输入电压的极性逆变和输出电流的正向流动；（4）根据输入电压的大小、负载的需求和输出电流的波形来控制开关管的开关时刻，实现ZVS操作。
3.关键技术（1）开关管的选择和驱动：选择低导通电阻、低开关损耗的开关管，并使用高效的驱动电路，确保开关管能够在ZVS模式下正常工作。
（2）电感和电容的选择：选择合适的电感和电容数值，以及合适的磁芯材料，提高转换器的功率密度和效率。
（3）控制策略：根据负载的需求和输入电压的变化，采用合适的控制策略，如频率控制、幅度控制、相位控制等，实现最佳的动态响应和效率。
4.实际应用总结：ZVS移相全桥变换器是一种高效的电力转换装置，其设计原理基于ZVS技术和全桥变换器。
通过合适的开关管选择、驱动设计、电感和电容选择以及控制策略的优化，可以实现高效的能量传输和转换。
在实际应用中，ZVS移相全桥变换器能够带来高效、稳定和低干扰的性能优势。
移相全桥ZVZCSDCDC变换器综述.
移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。
关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。
ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。
图1 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。
即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。
原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；图2 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。
图3 2 电路拓扑根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。
图4 1）NhoE.C. 电路如图1所示[1]。
该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。
这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。
变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
17.1uH10470uFQ3FQA10N80CQ4 Q1Q2FQA10N80CDSEl2x61-06C330-400V53.7m HDSEl2x61-06CFQA10N80CFQA10N80C控制及驱动电路原理图：PC817VIN RAMP CLK SOFTS FREQSET DSET A-B DSET C-DUC3875VREF CS+VCOUTCOUTBOUTA OUTDCOMPEA- EA+SLOPEPGNDGNDC205C206RT U outCS+R206R202R203R205RsR204R201C201C203C204RTD1RTD2C202CR Css CTD1CTD2CT VINT1T2RgRg Rg RgD202D207D204D208D201D205D206D203VCVCG G S G GS电路各参数计算：一：高频变压器设计：（1）.选择铁氧体材料的磁芯，设η=90%，其工作磁场强度取B m =0.12T ，电流密度取J =350 cm A 2/，k=0.4。
视在功率P T （全波结构时）: )21(0+=ηP P T 。
kJ B f P APST 0m 4410⨯=代人参数得：AP =5.4 cm 4考虑到磁芯的温升及工作频率，取EE 型磁芯65x32x27(mm)，则AP=30.7625（cm 4），Ae=535（mm 2），Aw=575（mm 2）。
具体参数如下表：（2）.为了防止共同导通，取占空比D m ax =O.4，初级绕组匝数：N1==A B f D U eS ∆mmax 1=AB f DU eS mmax 12其中：B ∆m 为磁通密度增量，B m 为工作磁通密度，B ∆m 应取一、三象限磁通密度的总增量，故BB 2m m=∆ ；A e 为磁芯有效面积(m2)；fS为功率开关的工作频率(Hz)。
带入参数得：N 1=12.8 故取N 1=13匝。
那么初级绕组最大电流：ηUPIminin 0pmax==4.85（A ）初级绕组裸线面积:JI A xp pmax==1.39 （cm ）（3）.次级绕组匝数：AB f U N eSS m24==2.3 故取N S=3匝。
从而带中心抽头的次级绕组的匝数2 N S =6匝，那么变压器的变比为k =13：3。
一般要求输出滤波电感电流的最大脉动量I S是最大输出电流的10％，即在输出满载电流10％条件下，输出电感电流应连续。
因此：I S=30+0.1⨯30=33(A)。
由于次级绕组带中心抽头，故次级绕组电流有效值为:0.707*33=23.3(A)那么次级绕组裸线面积：JIA xs S==6.67（mm）（4）.考虑到趋附效应的影响，选用的导线为多股漆包线并绕，f S=100kHZ时趋附深度：∆=0.21（mm），因此绕组应选用线径小于0.42（mm）的铜导线。
原边采用由6股线径为0.32（mm）的漆包线胶合而成的多股线2根并绕13匝，副边采用由6股线径为0.32 （mm）的漆包线胶合而成的多股线10根并绕3匝，原副边采用分层交叉绕法。
漆包线参数如下：SWG铜线(线号)漆包线直径(毫米)铜芯直径(毫米)直流电阻(欧/千米)漆包线重量(公斤/千米)每厘米可绕圈数31 0.32 0.295 265 0.619 30.6（5）.核算窗口面积时，取填充系数O.2，则需要磁芯的窗口面积为：()()2.0232.031062232.0132622//⨯⨯⨯⨯+⨯⨯⨯=⨯⨯ππA cw=350（mm2）<A w=575(mm2)符合设计要求。
二．主功率开关管确定初级绕组最大电流为4.85（A）。
电流取2倍的余量时9.7（A）。
功率开关管耐压值不应低于电路中漏源间最高估算电压的2倍。
直流电压在330--400（V）之间，需要选择耐压值为660—800（V）的MOSFET；故选取Fairchild 公司的QA10N80C开关管，其漏电流为10（A），漏源电压为800（V）。
三.谐振电感值的确定:（1）.由公式：ICUL r2in2in238≥UVCCinDSOSSin=整理可得:UVICUL rinDS2OSS22in38⨯≥其中：C OSS为MOSFET的输出结电容(pF)；V DS为C OSS的端电压（V）。
QA10N80C开关管具体参数如下：考虑在1／3满载以上时能实现零电压开关。
那么在1／3负载时，kI I 3/S2(1/3)==1.79（A ）带入数据得：L=49.38（uH ）（2）.工作磁密既B m =0.12（T ），变压器原边电流I P =4.85（A ），根据变压器的设计方法可先确定磁芯的大小。
kJ B f P APST 0m4410⨯=≈0.2（cm 4）考虑到磁芯的温升及工作频率，取EI40型磁芯65x32x27(mm)，则AP=2.3301（cm 4），Ae=148.00（mm 2），Aw=157.44（mm 2）。
具体参数如下表：（3）.线性电感L 、饱和电感L S 和饱和电流I Sat 均为恒量 由公式： l B l B I geNN μμ0sesSat +=A lNA lNLege e22eμμ+=式中：N 为电感的绕组匝数；B s 为磁性材料的饱和磁感应强度；l e 为磁性材料的总平均磁路长度(m)；l g 为气隙的总平均长度(m)；A e 为磁心的有效导磁面积；μ0为气隙的磁导率, μ0=4π⨯107-(H ／m)：μe为磁性材料磁导率，通常μe=(1000-3000) ⨯μ0。
由于谐振电感的μe>>μ0。
故公式简写为： l B I gNμ0s Sat =A lN Leg2μ=带入可得电感饱和时所需的气隙大小。
34221mos222in sSat CU l B A I L ge≥=μB AC U l eg sin 20mos 238μ≥=8.88⨯106-(m)（4）.因此设气隙为lmm ，由： Al L N eg r μ0==16.3取N=17核算谐振电感量为： lA N L g e r20μ==53.7(mH) 谐振电感的饱和电流： lB I gNμ0sSat==16.8(A)由于I Sat >I pmax ，因此不会进入饱和工作区，符合设计要求。
由于谐振电感与变压器的原边串联的，其流过的电流是一样的，那么谐振电感也可以采用由6股线径为0．32mm 的漆包线胶合而成的多股线2根并绕17匝获得。
（5）. 核算窗口面积；同样取填充系数=0．2，则需要磁芯的窗口面积为：()2.0232.017262/⨯⨯⨯=⨯πA cw =81.99（mm 2）<A w =157.44（mm 2）符合设计要求。
四.输出整流二极管的选择：输出整流二极管是工作在高频状况下的，因此应选用快恢复二极管。
本文所设计电源，变压器的副边采用全波整流电路，所以整流管的反向电压为二倍的变压器副边电压，即整流管上承受的最大反向电压为:DR=2*400／4.3=186.4V 。
考虑2倍的余量，可以选用2*186.4=372.8V 的整流管。
整流管流过的最大电流为33A ，因此选用IXYS 公司生产的DSEl2x61-06C 快恢复二级管， 其电压和电流定额为600V ／60A 。
五.输出滤波回路的设计（1）.输出滤波电感值和输出滤波电容值的确定 通过查阅资料，输出滤波电感值和电容值为：[⎥⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡---⨯⨯=⨯⨯V V k U U I f U L S f D lf max in min o o min o 1%1022 [⎥⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡---=∆⨯⨯V V k U U V f L U C S f D lf maxin mino o min o f 1)2(8opp 2 式中：V lf 为输出滤波电感上的直流压降(假定其为1.5v)；V D 为输出整流二极管的通态压降(DSEl2×6l-06C 的压降为1.8v);V opp ∆为输出电压的峰峰值，此处取V opp ∆=100mV 。