正激变压器的设计
正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解
正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解高频变压器作为电源电子设备中的重要组成部分，起到了将输入电压进行变换的作用。
根据不同的使用环境和要求，电源电路中的电感元件可分为正激式、反激式和双端开关电源。
下面就分别对这三种电源的高频变压器设计进行详解。
1.正激式电源变压器设计正激式电源变压器是将输入电压通过矩形波进行激励的一种变压器。
其基本结构包括主磁线圈和副磁线圈两部分，主磁线圈用来耦合能量，副磁线圈用来提供输出电压。
正激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。
(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。
(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。
(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。
2.反激式电源变压器设计反激式电源变压器是通过反馈控制来实现变压的一种变压器。
其基本结构包括主磁线圈、副磁线圈和反馈元件等。
反激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。
(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。
(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。
(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。
(7)选择合适的反馈元件：根据反馈控制的需要来选择合适的反馈元件，并设计合适的反馈回路。
正激式变压器的设计6
使Pfe略小於Pcu. ΔB選得過小會使匝數增加,Pcu增大,產品体積變大,但ΔB選得過高,則Pfe將增加.且易飽 和.PC40材最高可取ΔB=300MT. 此時Pfe稍高,可調節電路導通比ton/Ts (D)來解決鐵損問題.
本例選擇75%Bm: ΔB=(390-55)*0.75≒251mT≒0.25T.
Step1 選擇core材質.決定△B.
功率變壓器所用功率鐵芯應選擇高μi.低損. 高Bs材料.目前因軟磁鐵氧體具備以上要求而被得以
廣泛應用.在此選用TDK之 PC40 材質.其相關參數:
Pcv: 410 kw/m3 @ 100KHZ 正弦波
μi : 2300±25% Bs : 390mT
Br : 55mT
fs : 變壓器工作頻率 ( HZ ) J : 電流密度 ( A ) .根據散熱方式不同可取300~600 A/cm2
Ku: 銅窗占用系數. 取0.2.
正激式变压器的设计.xls 6 / 10
Lisc Oct.
三 .設計舉例: Step0 取得相關規格(SPEC)
例: 155W PC Power MAIN X'FMR. SPEC: INPUT: AC 180~265V 50HZ
OUTPUT:ห้องสมุดไป่ตู้DC +5V-15A +3.3V-12A +12V-4.2A
100W MAX TOALT 155W
η≧68%, fs: 100KHZ; 電路接線圖如圖 3. 風冷散熱.
Step2 確定core AP值.決定core規格型號. AP=AW*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)
式中 AW: core之銅窗面積. ( cm2) Ae: core有效截面積 . ( cm2)
单管正激式开关电源变压器设计
单管正激式开关电源变压器设计引言：设计目标：设计一个单管正激式开关电源变压器，输入电压为220V，输出电压为12V，输出电流为1A。
主要的设计目标如下：1.高能效：确保转换效率达到90%以上。
2.稳定性：在负载变化范围内，输出电压波动小于5%。
3.安全性：确保设计的变压器具有过载和短路保护功能。
4.成本：在满足以上要求的情况下，尽量降低设计成本。
设计过程：1.计算变压器的变比：由于输入电压为220V，输出电压为12V，所以变压器的变比为220/12=18.332.计算次级电流：输出电流为1A，因此次级电流为1A。
3.计算主磁环的Ae（过剩面积）：根据磁环材料的选择，可以得到主磁环的Ae值。
4.计算主磁环的直径D：根据所选择的磁环材料的饱和磁感应强度，可以得到主磁环的直径D。
5.计算次级绕组的匝数：次级绕组的匝数可以根据变比计算得出。
6.计算次级绕组的截面积：由于次级电流和次级绕组匝数已知，可以计算出次级绕组的截面积。
7.选择铁芯截面积：根据所需的变压器功率，可以选择合适的铁芯截面积。
8.计算输出电压波动：根据设计目标的要求，计算负载变化时输出电压的波动范围。
9.设计过载和短路保护：根据设计目标的要求，设计过载和短路保护电路，以确保变压器的安全性。
设计要点：1.磁环材料的选择：磁环材料应具有高饱和磁感应强度和低磁滞损耗，以提高变压器的效率。
2.绕组材料的选择：绕组材料应具有良好的导电性和低电阻，以减小损耗和提高效率。
3.绝缘材料的选择：绝缘材料应具有良好的绝缘性能和耐高温性能，以确保变压器的安全性和可靠性。
4.冷却系统的设计：变压器在工作中会产生一定的热量，需要设计合适的冷却系统，以保持变压器的温度在安全范围内。
总结：单管正激式开关电源变压器是一种常见的电源转换器，设计时需要考虑效率、稳定性、安全性和成本等因素。
在设计过程中，需要计算变压器的变比、次级电流、主磁环的Ae和直径、次级绕组的匝数和截面积，选择合适的铁芯截面积，设计合适的过载和短路保护电路，并选用合适的磁环材料、绕组材料和绝缘材料。
12V2A正激式电源变压器设计参数
尺寸
匝数
胶带
Np1
Hale Waihona Puke 1—3Φ0.2855
1TS
(4股)
N3, N4
6、7—9、10
Φ0.3*4股
16
3 TS
Np2
1—3
Φ0.28
55
3 TS
N2
2—5
Φ0.19
8
3 TS
4、NP的电感量为3mH；
5、绕组间的绝缘电阻≥100MΩ；NP/N2和N3/N4之间耐压≥AC3000V；
6、绕线的图为（俯视图），编号为12V2A；
7、绕线的顺序为：先绕NP的一半（55匝），再绕N4/N3（这两组线并排绕，各16匝），再绕NP的另一半（55匝），最后绕N2线8匝。
1）NP为Φ0.28mm的线绕55匝（1和3脚）；
初级：S=Ipm/d=0.31/5=0.06（mm2）
D=2*√￣S /￣π=2*0.138=0.28mm
次级取4股：
Irs1=Iout/D=2/5=0.4A→S=0.4/5=0.08（mm2）
D=2*√￣S /￣π=2*0.1596=0.3mm(取4股)
辅助绕组用0.19mm
ST—FI
尺寸
匝数
胶带
12V2A正激式电源变压器设计
已知条件：
1、输入：AC220±20%(176~264V);采用正激式变压器,UC3842控制的PWM.
2、输出：12V，2A;15V,0.1A(辅助绕组的供电)
3、D:5A/mm2f=100KHZη=0.9 Dmax=0.42 Bmax=0.19T
设计过程：
1、T=1/f=10μs
变压器的副边匝数: Ns1=Vs* Ton(max)/Bmax*Ae* 104=31*4.2/1900*42.5*104=16(Ts)
正激式变压器的设计10
方法二
NR#1 2.0/4.01~2Φ0.2836TS1L
NP#2 2.0/4.04~5Φ0.436TS1L
SHI#30/4.0S~12mils*171TS3L
NS5#40/4.06~7.86mils*173TS1L
N12#5 2.0/4.010~9Φ0.4*44TS3L
SHI#60/4.0S~12mils*172mils*181L
NP#7 2.0/4.04~5Φ0.4536TS3L
第五節. 小結.
1 作為一個合格的變壓器設計者,應具備理論与實踐相融匯之實作能力.
2ΔB之取值對CORE之體積,耗損,工作穩定性都有直接影響
3導線之電流密度取值大小受CORE Ap值限制,決定於散熱方式,同一變壓器中電流密度盡量
取同一值,在空間允許之狀況下,可盡量調小電流密度取值.
4CORE之面積乘積Ap由功率容量導出,但實際選取CORE時,不僅是單單考慮CORE之傳遞功
率,其規格還必須兼顧:有足夠的繞線空間,外圍呎寸限制,可配合BOBBIN之引腳數量,呎寸,
形狀等.
5實際設計之變壓器效率通常不應低於90%,必須大於轉換器總效率,溫升應盡可能低
6最優化之設計應符合,最小的體積,最低的溫升與成本
正激式变压器的设计.xls 10 / 10Lisc Oct.。
单管正激式开关电源变压器设计
单管正激式开关电源变压器设计设计一个单管正激式开关电源变压器的主要目标是将输入电压转换为所需的输出电压，并提供适当的电流输出。
这种类型的电源变压器由一个开关管、一个变压器、一个整流电路和一个滤波电路组成。
以下是一个设计单管正激式开关电源变压器的基本步骤：1.确定功率需求：首先，确定所需的输出功率，这将指导变压器的尺寸和开关管的容量选择。
输出功率通常以所需的输出电压和电流来计算，即P=V*I。
2.选择变压器参数：根据所需的输出功率和输入电压范围，选择适当的变压器参数。
变压器一般由工作频率、变比（输出电压与输入电压之比）和功率容量来定义。
变压器的变比可以通过变压器的匝数比来实现，即N2/N1，其中N2是次级（输出）匝数，N1是主级（输入）匝数。
3.选择开关管：选择能够承受所需输出功率的开关管。
开关管的选择与其导通电阻、封装、耐压和工作频率相关。
常用的开关管有晶体管和功率MOSFET。
4.设计整流电路：整流电路用于将开关管的高频交流输出转换为直流输出。
常见的整流电路包括单相桥式整流器和满桥式整流器。
整流电路的设计需要考虑所需的输出电压、电流和纹波功率因素。
5.设计滤波电路：滤波电路用于去除整流电路输出的高频纹波，并提供平滑的直流输出。
常见的滤波电路包括电容滤波器和电感滤波器。
滤波电路的设计需要考虑所需的输出电压纹波和效率。
6.进行模拟和数字仿真：使用计算机软件进行电路的模拟和数字仿真，以验证设计的正确性和性能。
7.制作原型并测试：根据设计的电路图和布局，制作原型并进行测试。
测试包括输出电压和电流的测量、纹波和效率的评估。
8.进行优化：根据测试结果进行设计的优化。
优化的目标包括提高效率、减小纹波和噪声，以及改进稳定性和可靠性。
上述步骤提供了一个基本的单管正激式开关电源变压器设计的框架。
具体的设计细节和参数将取决于所需的输出功率和输出电压等要求。
为了确保电路的稳定性和可靠性，建议在设计过程中仔细考虑电源的保护和故障检测机制。
正激变换器中变压器的设计
正激变换器中变压器的设计1引言电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。
相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。
磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。
在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。
由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。
高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。
为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～72V)，输出、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。
2正激变换器中变压器的设计方法正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。
所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。
但是，正激变换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。
正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。
本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位，拓扑结构如图1所示。
开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，其作用有三：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。
在开关管的作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，输出所需要的电压，将输入功率传递到负载。
开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。
所以在设计和制作时，对磁芯材料的选择，磁芯与线圈的结构，绕制工艺等都要有周密考虑。
开关电源变压器工作于高频状态，分布参数的影响不能忽略，这些分布参数有漏感、分布电容和电流在导线中流动的趋肤效应。
正激变压器设计
首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。
首先说说初次级匝数的选择：以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。
其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。
无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。
且，都可以看成是被动方式的复位。
复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。
复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。
但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik.正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关Vo=Vin*DVo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的.加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心.复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
正激变压器的设计
正激变压器的设计
本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程
1、相關規格参数（SPEC）:
INPUT: AC 180V~260V 50Hz
OUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20A
Pout: 274W (Pomax=294W)
η≧80%, fs: 60KHZ;
主电路拓扑采用单管正激自冷散热
2、選擇core材質.決定△B
选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T
3、確定core AP值.決定core規格型號.
AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku)
Ps : 變壓器傳遞視在功率( W) Ps=Po/η+Po (正激式)
Ps=294/0.8+294＝661.5W
J : 電流密度( A) .取400 A/cm2
Ku: 銅窗占用系數. 取0.2
AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為:
AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2 Ve=19163mm3
AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃) 4、計算Np Ns.
(1). 計算匝比n = Np /Ns 設Dmax= 0.4
n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/
(Vo+Vf)
Vf :二极管正向壓降取1V
Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC
Vin(max)=260×√2=370VDC
n=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5
CHECK Dmax
Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5
(13.8+1)/209=0.3868≈0.387
Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5
(13.8+1) /370=0.218
(2). 計算Np
Np=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae)
Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uS
Np = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS (3). 計算Ns
Ns = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS (4). CHECK Np （以Ns驗算Np)
Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取Np = 33TS (5).確定NR
NR = Np= 33TS
(6). CHECK ΔB之選擇合理性.
ΔB=[Vin(min) ×Dmax×Ts]/ (Np×Ae)
=(209×6.33)/ (33×194)=0.2067T
5、計算线径：(1). 求初級線徑dwp：
Ip = Pi / VL = Po / (η×Dmax×VIN) =294/(0.80×0.38×209) = 4.63 A
Iprms= Ip×√D =4.63 ×√0.38 = 2.854A
Awp = I/J = 2.854/5 = 0.571mm2
dwp=√(4Awp/π)＝√(4×0.571/3.14)=0.853mm
Φ0.9mm orΦ0.55mm×4
(2). 求NR繞組線徑dwR.
NR =33TS L = N2×AL
L = 332×4690×0.75 = 3.83mH
Im = Vin(min) ×ton / L = (209×6.33) / (3.83×103) ≈ 0.345A
AWN = 0.345 / 5 = 0.0691mm2
dwN=√(4×0.0691/3.14) =0.235mm 取
Φ0.28mm
(3). 求繞組Ns之線徑dws
Isrms=16×√0.35=9.47A (设计输出电流最大为16A)
Aws= I / J＝9.47÷5＝1.9 mm2
查ER42/15 BOBBIN幅寬27.5mm±0.3mm.考虑扣除挡墙約6mm,則有
27.5 - 6=21.5mm之可繞寬度,預留適當空間(1.5mm) ，W ＝20mm
則:
dws=√(4Aws/π)＝√(4×1.9/3.14)= 1.56mm
选用Φ0.40mm×16
6、计算副边输出储能电感的感量
Lo=Vo×(1-Dmin)÷(0.2×Io×Fs)
=13.7×（1-0.218）÷（0.2×20×60×103）
=10.7134÷（240×103）
=45μH。