UCC28950移相全桥设计指南设计

UCC28950移相全桥设计指南

一，拓扑结构及工作原理

(1) 主电路拓扑

本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。

图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑

当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时，电源对1C C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于充电，2

Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，

S为零电流关断，3S为零电流开通。

所以4

(2) 主电路工作过程分析[7]

半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。

①模式1

图1模式1主电路简化图及等效电路图

②模式2

图2模式2简化电路图

③模式3

图3模式3简化电路图

④模式4

图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5

图5模式5 主电路简化图及等效电路图⑥模式6

图6模式6主电路简化图及等效电路图⑦模式7

图7模式7主电路简化电路图

⑧模式8

图8模式8主电路简化电路图

二，关键问题

1：滞后臂较难实现ZVS

原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.

解决方法：

①、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。

②、增大谐振电感。但会造成副边占空比丢失更严重。

③、增加辅助谐振网络。但会增加成本与体积。

2，副边占空比的丢失

原因：移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；

Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。

解决方法：

①、减少原副边的匝比。但会造成次级整流管的耐压增大的后果。

②、将谐振电感改为可饱和电感。因为在初级换流的过程中，一旦进入电感的饱和状态，那么流过电感的电流马上就会变为饱和电流，而不是线性的减少，这就意味着减少了换流时间，等效于减少了占空比丢失时间。当然我这么解释看起来有点不好理解，要结合移相全桥的工作过程来理解，还是可以慢慢去体会的

三， 定制件设计与功率器件选型 1，输出储能电感设计：

移相全桥的输出储能电感其实可以看做一个单纯的BUCK 电感，由于其正负半周期各工作一次，所以其工作频率等于2倍开关频率，其计算公式为

：

Lf = Vo *(1-Dmin )/(4*fs* △I) 2，主变压器设计：

首先计算出移相全桥的次级输出最低电压： Vsec(min)=( Vo(max)+VLf+VD)/ Dsec(max) 初次级的变压器匝比为: n=Vin(min) /Vsec(min) 选择变压器，使用A p 法：

Ap =Ae*Aw= Po*104

/(4*ƞ*fs*△B*J*Ku*) 接下来计算变压器原边匝数： Np= Vin(min)*D (max)/(4*fs*A e *B max ) 那么次级绕组匝数为： Ns= Np/n

3，谐振电感设计：

L r I 2

p /2=( V 2

in *C 上管)/2+( V 2

in *C 下管)/2= V 2

in *C lag

即 L r = 2* V 2

in *C lag /I 2

p 其中L r ：谐振电感值 V in ：输入电压

C lag ：滞后桥臂电容(外加电容与MOSFET 结电容) I p ：滞后桥臂关断时刻原边电流大小 计算还要考虑以下几点因素：

①、Vin 应取最高输入电压值，保证任意输入电压下,滞后桥臂均能实现ZVS 。 ②、考虑在轻载I pl （10%-20%负载）时刻，需要滞后桥臂仍然需要工作在ZVS 状态。 ③、输出电流i Lf 在某个值（比如2A ）时刻，输出储能电感电流任然连续或处在临界点。 也就是说，输出储能电感的脉动电流等于2倍此值 即△i Lf = 2 *2A=4A 那么Ip=(I pl + △i Lf /2)/n 4，输入电容

5，输出电容

6，隔直电容

四，UCC28950周边元件配置及选型

设置电流传感网络CT, RS, RRE, DA

为这个设计有一个选择的CT的100:1比率(a2)

在VINMIN下计算一般峰值电流(IP1):

原边电流峰值:

峰值电流达到上限时的电压

计算电流检测电阻(RS)并且预留200 mV斜坡补偿:

选择一个标准电阻RS:

对RS估计功率损耗:

计算DA上的最大反向电压(VDA)

估计达功率损耗(PDA):

计算RS重置电阻器RRE:

电阻器RRE用于重置当前变压器CT。

电阻器RLF和电容器CLF形成一个低通滤波器对当前信号(引脚15)。对于这个设计我们选择以下值。这个过滤器频率极低(fLFP)在482千赫。这应该工作大多数应用程序但也许适合个体的布局调整和EMI的设计。

UCC28950 VREF输出(引脚1)需要高频旁路电容滤除高频噪音。这个引脚需要至少1μF高频旁路电容(CBP1)。请参考图1适当的位置。

电压放大器参考电压(引脚2,EA +)可以设置与分压器(RA,RB)，这个设计实例我们要设置误差放大器参考电压(V1)2.5 v .选择一个标准电阻RB值,然后计算电阻RA值。

设置电压放大器参考电压:Vref=5V

分压器由电阻器RC和RI选择，设置直流输出电压(电压输出)引脚3(EA)。选择一个标准电阻器RC:

计算R1

然后选择一个标准的电阻:

补偿反馈回路可以通过适当选择反馈组件

(RF、CZ和CP)。这些组件被放置尽可能接近U CC28950引脚3和4。

计算负载阻抗负载(RLOAD):10%

控制输出传递函数近似(GCO(f))作为频率的函数:

双极GCO频率(f):

补偿电压回路2型反馈网络。下面的传递函数补偿增益作为频率的函数(GC(f))。请参阅图1为组件的位置。

计算电压回路反馈电阻器(RF)基于交叉电压(fC)循环在第10个双极频率(fPP)。