一款多路输出单端反激式开关电源的电路设计方案

多路输出电源对于电源应用者来讲，一般都希望其所选择的新巨电源产品为“傻瓜型”的，即所选择的电源电压只要负载不超过电源最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，而各路电源电压依然精确无误。

仅就这一点来讲，目前绝大多数的多路输出电源是不尽人意的。

为了更进一步说明多路输出电源的特性，首先从图1所示多路输出开关电源框图讲起。

从图1可以看到，真正形成闭环控制的只有主电路Vp，其它Vaux1、Vaux2等辅电路都处在失控之中。

从控制理论可知，只有Vp无论输入、输出如何变动(包括电压变动，负载变动等)，在闭环的反馈控制作用下都能保证相当高的精度(一般优于0.5%)，也就是说Vp在很大程度上只取决于基准电压和采样比例。

对Vaux1，Vaux2而言，其精度主要依赖以下几个方面：1)T1主变器的匝比，这里主要取决于Np1：Np2或Np1：Np32)辅助电路的负载情况。

3)主电路的负载情况注：如果以上3点设定后，输入电压的变动对辅电路的影响已经很有限了。

图1在以上3点中，作为一个具体的开关电源变换器，主变压器匝比已经设定，所以影响辅助电路输出电压精度最大的因素为主电路和辅电路的负载情况。

在开关电源产品中，有专门的技术指标说明和规范电源的这一特性，即就是交叉负载调整率。

为了更好地讲述这一问题，先将交叉负载调整率的测量和计算方法讲述如下。

电源变换器多路输出交叉负载调整率测量与计算步骤1)测试仪表及设备连接。

2)调节被测电源变换器的输入电压为标称值，合上开关S1、S2…Sn，调节被测电源变换器各路输出电流为额定值，测量第j路的输出电压Uj，用同样的方法测量其它各路输出电压。

3)调节第j路以外的各路输出负载电流为最小值，测量第j路的输出电压ULj。

4)按式(1)计算第j路的交叉负载调整率SIL。

SIL=×100%(1)式中：ΔUj为当其它各路负载电流为最小值时，Uj与该路输出电压ULj之差的绝对值；Uj为各路输出电流为额定值时，第j路的输出电压。

根据上面的测试及计算方法可以将交叉负载调整率理解为：所有其它输出电路负载跨步变(100%-0%时)对该路输出电压精度影响的百分比。

图2一款多路输出单端反激式开关电源的电路设计方案本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10W。

为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。

考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。

单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。

单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。

本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下：输出最大功率：10W输入交流电压：85～265V输出直流电压/电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA 纹波电压：≤120mV单端反激式开关电源的控制原理所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。

反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。

这也是反激式电路的基本工作原理。

而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。

TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET 相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。

控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。

源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。

内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 V，极限电压为9V，控制端最大允许电流为100mA。

在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。

当芯片结温大于135℃时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极。

此时控制电压Vc进入滞后调节模式，Vc端波形也变成幅度为4.7V～5.7V的锯齿波.若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc降至3.3V以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。

采用TOPSwitch-Ⅱ系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。

对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。

由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。

电路设计本开关电源的原理图如图1所示。

电源主电路为反激式，C1、L1、C2，接在交流电源进线端，用于滤除电网干扰，C5接在高压和地之间，用于滤除高频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰，在国际标准中被称为“Y 电容”。

C1跟C5都称作安全电容，但C1专门滤除电网线之间的串模干扰，被称为“X 电容”。

为承受可能从电网线窜入的电击，可在交流端并联一个标称电压u1mA 为275V 的压敏电阻VSR 。

鉴于在功率MOSFET 关断的瞬间，高频变压器的漏感产生尖峰电压U L ，另外，在原边上会产生感应反向电动势U OR ，二者叠加在直流输入电压上。

典型的情况下，交流输入电压经整流桥整流后，其最高电压V U ax 380Im =，V U L 165≈，V U OR 135=，则V U U U OR L ax 680Im ≈++。

这就要求功率MOSFET 至少能承受700V 的高压，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖峰电压，保护TOP222G 中的功率MOSFET 。

本电源的钳位电路由D2、D3组成。

其中D2为瞬态电压抑制器(TVS)P6KE200，D3为超快恢复二极管UF4005。

当MOSFET 导通时，原边电压上端为正，下端为负，使得D3截止，钳位电路不起作用。

在MOSFET截止瞬间，原边电压变为下端为正，上端为负，此时D1导通，电压被限制在200V左右。

输出环节设计以+5V输出环节为例，次级线圈上的高频电压经过UF5401型100V/3A的超快恢复二极管D7，由于+5V输出功率相对较大，于是增加了后级LC滤波器，以减少输出纹波电压。

滤波电感L2选用被称作“磁珠”的3.3μH穿心电感，可滤除D7在反向恢复过程中产生的开关噪声。

对于其他两路输出，只需在输出端分别加上滤波电容。

其中R3、R4分别为输出的假负载，它们能降低各自输出端的空载和轻载电压。

反馈环节设计反馈同路主要由PC817和TL431及若干电容、电阻构成。

其中U2为TL431，它为可调试精密并联稳压器，利用电阻R5、R6分压获得基准电压值。

通过调节R5、R6的值可以调节输出电压的稳压值。

C8为TL431的频率补偿电容，可以提高TL43l的瞬态频率响应。

C7为软启动电容，取C7=22μF时可增加4ms的软启动时间，在加上TOP222G本身已有的10ms软启动时间，则总共为14ms。

U3为PC817型线性光耦合器，其电流传输比(CTR)范围为80%～160%，，能够较好地满足反馈回路的设计要求，而目前国内常用的4N25、4N26属于非线性光耦合器，不宜采用。

反馈绕组上产生的电压经D4、C9整流滤波，获得非隔离式+12V输出，为PC817接收管的集电极供电。

由于反馈绕组输出电流较小，次级采用D4硅高速开关管1N4148。

光耦PC817能将+5V输出与电网隔离，其发射极电流送至TOP222G的控制端，用来调节占空比。

C3为控制端旁路电容，它能对控制回路进行补偿并设定自动重启频率。

当C3=47μF时，自动重启频率为1.2Hz，即每隔0.83s检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除，就自动重启开关电源恢复正常工作。

R2为PC817中LED的外部限流电阻。

实际上除了限流保护作用外，他对控制回路的增益也具有重要影响。

当R2改变时，会依次影响到下列参数值：IF→IC→D→UO，也就相当于改变了控制回路的电流放大倍数。

下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理。

当输出电压UO 发生波动且变化量为UO时，通过取样电阻R5、R6分压后，就使TL431的输出电压UK也产生相应的变化，进而使PC817中LED 的工作电流IF改变，最后通过控制端电流IC的变化量来调节占空比D，使UO产生相反的变化，从而抵消UO的波动。

上述稳压过程可归纳为：UO↑→UK↓→IF↑→IC↑→D↓→UO↓→最终使UO不变。

其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数来确定。

变压器设计变压器的设计是整个电源设计的关键，它的好坏直接影响电源性能。

磁芯及骨架的确定由于本文选用漆包线绕制，而且EE 型磁芯的价格低廉，磁损耗低且适应性强，故选择EE22，其磁芯长度A=22mm 。

从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2，有效磁路长度1=3.96cm ，磁芯等效电感AL=2.4μH/匝2，骨架宽度b=8.43mm 。

确定最大占空比D max 根据公式：其中，V U OR 135=，直流输入最小电压值V U in 90Im =，MOSFET 的漏-源导通电压V U on DS 10)(=，代入上式得：%3.64max =D ，接近典型值67%。

D max 随着输入电压的升高而减小。

计算初级线圈中的电流输入电流的平均值IAVG 为：初级峰值电流IP 为：其中，K RP 为初级纹波电流I R 与初级峰值电流I P 的比值，当电压为宽范围输入时，可取0.9。

将D max =64.3%代入得，A I P 518.0=。

次级绕组采用堆叠式绕法，这也是变压器生产厂家经常采用的方法，其特点是由5V 绕组给12V 绕组提供部分匝数，而24V 绕组中则包含了5V 、12V 的绕组和新增加的匝数。

堆叠式绕法技术先进，不仅可以节省导线，减小线圈体积，还可以增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。

以本电源为例，当5V 输出满载而12V 和24V 输出轻载时，由于5V 绕组兼作12V 、24V 绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12V 、24V 输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值，即产生所谓的峰值充电效应，从而引起输出电压不稳定。