ZVS移相全桥
ZVS移相全桥
ZVS 移相全桥电路设计一、主电路结构图1 主电路结构图二、参数要求(350-400)in V VD C=、48/20out V V A =三、变压器设计 （1）输出功率o Po =U =960()o o P I W（2）AP 值设定开关频率60s f kH Z =。
取电流密度2624=410J A mm A m =⨯；选定magnetics 公司R 材质的Ferrite Cores ，max B =0.14T ，则在效率=90%η、窗口系数=0.25w k 的情况下有46322960=12.698(c )20.1441060100.900.25os wP AP m B J f k η⨯==∆⋅⋅⋅⋅⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯查magnetics 公司磁芯参数表，取接近此值的磁芯，选定为：EC70，其主要参数为：413.4()e b W aAc A A cm == 2=279()e A m m 2m in 211()b A m m =144()e l m m = 44131000l A m H T =（3）确定匝比n 与初级总匝数p N采用前级推挽+后级全波整流结构，输入电压与输出电压的关系如下dc 22)1son o p N t V V N T⎡⎤=--⎢⎥⎢⎥⎣⎦（输入电压范围在350V-400V ，当(m i n )-1=348p d cV V V=，有最大占空比max D 时，输出电压达到最大48o V V =。
取最大占空比m ax 0.45D =，则n=6.4。
根据法拉第定律可以确定初级匝数p Np (m in)-63(2)0.453480.45===33.4320.14279106010on dc p ee sV t V N BA A Bf -⨯=∆∆⨯⨯⨯⨯⨯ 取（匝）（4）确定次级总匝数s Ns1234====5.3 66.4p s N N N n 取（匝）故在350V-400V 输入时，匝数比n=6、max 0.42D =、m in 0.37D =。
移相全桥zvs pwm变换器比较
11
基本移相控制变换器工作过程： 12种工作模式（5）
Q1
Q1 Vin Q3 D1
Q3 Q2 I2
Q1 Q4
A
C1
Q2
D2
B
C2
D3
C3
Q4
D4
C4
ip vAB
Q4 I1
Llk DR 1
Lf RL0Βιβλιοθήκη Cfvin v in
DR 2 TR (e) [t 3 , t 4]
v rect 0 t0 t1 t2 t3 t4 t5 V in/ K t6 t7 t8 t9t 10t11 t 12t 13
14
超前桥臂实现ZVS
超前桥臂容易实现ZVS，输出滤波电感Lf 与谐振电感Lr串联，此时用来实现ZVS的 能量是Lf和Lr中的能量。一般来说，Lf 很大，在超前桥臂开关过程中，其电流 近似不变，等效于一恒流源。为了实现 超前桥臂的零电压开通，必须使Q1和Q3驱 动信号的死区时间满足以下关系：
Vin (C1 C3 ) 4 NCoss Vin Td ( lead ) Ip I zvs
8
基本移相控制变换器工作过程： 12种工作模式（2）
Q1 Vin Q3 D3 D1
A
C1
Q2
D2
B
D4
C2
Q1 Q4 I1
Q3 Q2 I2
Q1 Q4
C 3
Q4
C 4
ip vAB
Llk DR1
Lf
0
Cf RL
vin v in
DR 2 TR (b) [t 0 , t1]
v rect 0 t0 t1 t2 t3 t4 t5 V in/ K t6 t7 t8 t9t 10t11 t 12t 13
第十章-软开关技术2——移相控制ZVS-PWM-DC-DC全桥变换器
loss
TS / 2
而 t25
Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin
那么有：Dloss
2Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin TS
Dloss 越大；②负载越大， Dloss越大；③ Vin越低，Dloss 越大。 可知：① Lr 越大， Dloss 的产生使DS 减小，为了得到所要求的输出电压，就必须减小原副边的 匝比。而匝比的减小，带来两个问题： ①原边电流增加，开关管电流峰值也要增加，通态损耗加大； ②副边整流桥的耐压值要增加。
6.
Vin i p (t ) (t t4 ) Lr
到 t5 时刻，原边电流达到折算到原 边的负载电流 I Lf (t5 ) / K值，该开 关模态结束。 持续时间为：
t45
Lr I Lf (t5 ) / K Vin
7. 开关模态6 在这段时间里，电源给负载供电 原边电流为:
10.3. 3 两个桥臂实现ZVS的差异
1.实现ZVS的条件 要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量： ①抽走将要开通的开关管的结电容（或外部附加电容）上的电荷； ②给同一桥臂关断的开关管的结电容（或外部附加电容）充电； 考虑到变压器的原边绕组电容，还要有能量用来： ③抽走变压器原边绕组寄生电容CRT 上的电荷。
ip (t ) I p (t0 ) I1
vC1 (t )
I1 (t t0 ) 2Clead I1 vC 3 (t ) Vin (t t0 ) 2Clead
在
C3 电压降到零，D3 自 t1时刻，
然导通。
3.开关模态2
td (lead ) t01
D3导通后，将Q3 的电压箝在零位 此时开通Q3 ，则Q3是零电压开通。 Q3和Q1驱动信号之间的死区时间 ，即
移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计
移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计摘要：阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。
分析了电路原理和各工作模态，给出了实验结果。
着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条件。
并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。
关键词：零电压开关技术；移相控制；谐振变换器0 引言上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。
但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。
因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。
本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。
1 电路原理和各工作模态分析1．1 电路原理图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。
Vin为输入直流电压。
Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。
Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。
S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。
为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。
S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。
Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。
图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间；(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数；(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻；(4)滤波电感足够大。
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较移相全桥ZVS-PWM变换器是一种高效率、高可靠性的DC-DC变换器，其拓扑结构复杂，但是具有很好的电路性能和电气参数。
在实际应用中，有多种不同的移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑可供选择。
本篇文章将比较两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑，分别是基于全桥拓扑的变换器和基于三电平全桥拓扑的变换器。
1. 基于全桥拓扑的变换器基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是最常用的拓扑结构。
该拓扑结构具有轻松实现基本ZVS动作的优点，无需使用任何复杂的电路，而且具有较好的成本和设计灵活性。
在实际应用中，基于全桥拓扑的变换器通常需要使用一些辅助电路，以解决谐振现象。
优点：①电路操作简单，易于实现。
②交流侧的损耗较小。
③实现高功率密度。
缺点：①输出电压受交流电源电压的波动影响较大。
②峰值应力程度较高。
2. 基于三电平全桥拓扑的变换器基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是近年来发展较快的一种拓扑结构。
该拓扑结构下，采用更多的功率器件以及更加复杂的电路拓扑，在谐振问题的处理方面具有重要的优势。
目前该拓扑结构在风能、太阳能等领域得到了广泛应用。
优点：①基本消耗无谐振的电路，减小了电路的开关损耗。
②输出电压呈三级结构，可轻松实现多种电压调节方式。
缺点：①开关器件数目增加，造成电路设计和控制难度大。
②在高频控制时可能造成比较强的谐振噪声。
综上所述，两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑各有优缺点，在选择时应根据实际应用需求进行评估。
虽然基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器在谐振问题上更加优越，但其电路复杂度和控制难度也更大，适用于高要求的应用场景。
而基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器则相对简单易用，更适用于低功率应用。
数据分析是一种通过数学和统计学方法对数据进行分析和解释，以准确判断数据的意义和价值的方法。
在实际工作中，数据分析在市场调研、销售预测、风险管理、财务报表分析等领域都发挥着重要作用。
第六章 软开关技术(移相全桥ZVS软开关电路分析)
td (lead ) 2CleadVin / I1
在这段时间里，原边电流等于折算到 原边的滤波电 ) / K
4.开关模态3 在 t2 时刻，关断 Q4，原边电流 i p 转 移到 C2和 C4中，一方面抽走 C2上的 电荷，另一方面又给 C4充电。 由于C2 和C4 的存在，Q4的电压是从零 慢慢上升的，因此 Q4是零电压关 断。这段时间里谐振电感 Lr 和C2 及 C4在谐振工作。原边电流 i p 和 C4 的电压分别为： 电容C2 ，
2.开关模态1 在 t 0 时刻关断Q 1，原边电流 i p 从 Q 1中转移到到 C3和 C1 支路中，给
C1充电，同时 C3被放电。 电容 C1 的电压从零开始线性上升
电容 C3 的电压从 Vin开始线性下降 Q 1是零电压关断。
i p (t ) I p (t0 ) I1
vC1 (t )
到 t4 时刻，原边电流从 I p (t3 )下降到 零，二极管 D2和 D3自然关断。 持续时间为： t L I (t ) / V
34 r P 3
Vin i p (t ) I p (t3 ) (t t3 ) Lr
in
6. 开关模态5 在 t 4 时刻，原边电流流经 Q2和 Q3。 由于原边电流仍不足以提供负载 电流，负载电流仍由两个整流管 提供回路，因此原边绕组电压仍 然为零，加在谐振电感两端电压 是电源电压Vin ，原边电流反向线 性增加。
到 t5 时刻，原边电流达到折算到原 I Lf (t5 ) / K 值，该开 边的负载电流 关模态结束。 持续时间为： L I (t ) / K
Vin i p (t ) (t t4 ) Lr
t45
ZVS移相全桥变换器的原理与设计
ZVS移相全桥变换器的原理与设计摘要：介绍移相全桥ZVS变换器的原理，并用UC3875控制器研制成功3kW移相全桥零电压高频通信开关电源。
关键词：移相全桥零电流开关零电压开关准谐振The Principle and Design of Phase shifted Full bridge Zero voltage ConvertorAbstract： The paper introduces the principle of phase shifted full bridge zerovoltage switching convertor.A 3kw full bridge ZVS convertor was developed us ing UC3875 controller.Keywords: Phase shifted full bridge, ZCS, ZVS, Quasi resonance中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编号：02192713(2000)11572031引言传统的全桥PWM变换器适用于输出低电压(例如5V)、大功率(例如1kW)的情况，以及电源电压和负载电流变化大的场合。
其特点是开关频率固定，便于控制。
为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开关频率提高到1MHz级水平。
为避免开关过程中的损耗随频率增加而急剧上升，在移相控制技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关，这种技术称为ZVS零电压准谐振技术。
由于减少了开关过程损耗，可保证整个变换器总体效率达90％以上，我们以Unitrode公司UC3875为控制芯片研制了零电压准谐振高频开关电源样机。
本文就研制过程，研制中出现的问题及其改进进行论述。
2准谐振开关电源的组成ZVS准谐振高频开关电源是一个完整的闭环系统，它包括主电路、控制电路及CPU通讯和保护电路，如图1所示。
移相全桥ZVS 及ZVZCS 的拓扑结构分析
移相全桥ZVS 及ZVZCS 的拓扑结构分析
1. 引言
移相控制方式是控制型软开关技术在全开关PWM 拓扑的两态开关模式（通态和断态）通过控制方法变为三态开关工作模式（通态断态和续流态），在续流态中实现开关管的软开关。
全桥移相ZVS-PWM DC/DC 变换拓扑自出现以来，得到了广泛应用，其有如下优点：
●充分利用电路中的寄生参数（开关管的输出寄生电容和高频变压器的漏感，实现有源开关器件的零电压开关）
●功率拓扑结构简单
●功率半导体器体的低电压应力和电流应力
●频率固定
●移相控制电路简单
全桥移相电路具有以上优点，但也依然存在如下缺点：
●占空比丢失
●变压器原边串联电感和副边整流二极管寄生电容振荡
●拓扑只能在轻载到满载的负载范围内，实现零电压软开关
目前该拓扑的研究及成果主要集中在以下方面
●减小副边二极管上的电压振荡
●减少拓扑占空比丢失
●增大拓扑零电压软开关的负载适应范围
●循环电流的减小和系统通态损耗的降低
2. 典型的zvs 电路拓扑
2.1 原边串联电感电路。
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ZVS 移相全桥电路设计
一、主电路结构
图1 主电路结构图
二、参数要求
(350-400)in V VD C
=、48/20out V V A =
三、变压器设计 （1）输出功率o P
o =U =960()o o P I W
（2）AP 值
设定开关频率60s f kH Z =。
取电流密度2624=410J A mm A m =⨯；选定magnetics 公司R 材质的Ferrite Cores ，max B =0.14T ，则在效率=90%η、窗口系数
=0.25w k 的情况下有
4
6
3
22960
=12.698(c )
20.1441060100.900.25
o
s w
P AP m B J f k η⨯==∆⋅⋅⋅⋅⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯
查magnetics 公司磁芯参数表，取接近此值的磁芯，选定为：EC70，其主要参数为：
4
13.4()e b W aAc A A cm == 2
=279()e A m m 2
m in 211()
b A m m =
144()
e l m m = 44131000l A m H T =
（3）确定匝比n 与初级总匝数p N
采用前级推挽+后级全波整流结构，输入电压与输出电压的关系如下
dc 22)
1s
on o p N t V V N T
⎡⎤=--⎢⎥⎢⎥⎣⎦（
输入电压范围在350V-400V ，当(m i n )
-1=348p d c
V V V
=，有最大占空比max D 时，输出
电压达到最大48o V V =。
取最大占空比m ax 0.45D =，则n=6.4。
根据法拉第定律可以确定初级匝数p N
p (m in)-6
3
(2)0.45
3480.45
=
=
=33.4320.14279106010
on dc p e
e s
V t V N BA A Bf -⨯=
∆∆⨯⨯⨯⨯⨯ 取（匝）
（4）确定次级总匝数s N
s1234==
==5.3 66.4
p s N N N n 取（匝）
故在350V-400V 输入时，匝数比n=6、max 0.42D =、m in 0.37D =。
（5）初级绕组峰值电流pft I 与有效值p(rm s)I 的计算及线径的选择
输入功率等于d c V 与平均电流（0.8pft I ）的乘积，假设效率为90%，即o 0.90in P P =，输入电压为最小值(m in)dc V 时，每半个周期晶体管的导通时间为0.84T/2，即占空比为0.84，则
(m in)1.110.8in o dc pft
P P V I ==
即
o (m in)
960=1.39
1.39 3.83()348
pft dc P I A V =⨯
=
初级绕组每周期仅流过一个幅值为pft I 的脉冲平顶波，其占空比为D=0.84，因此其有效值为
rms pft
I I =即
p(rms) 3.51()I I A ==
初级绕组导线裸线截面积
()
2
x 3.51=0.8776(mm )4
p rms p I A J
=
=
查AWG 导线规格表得，与此裸线截面积相近的AWG 线号为#17。
其参数如下：
2
0.5667()
XP A m m =，
163cm
μΩ
= 1.15p m m
Φ。
（6）次级绕组峰值电流s ft I 与有效值s(rm s)I 的计算及线径的选择
s ft o I I ≈，次级半绕组的电流有效值为
s(rm s)13.27()o I I A ==
次级绕组导线裸线截面积
()
2
xs 13.27=3.3166(mm )4
s rms I A J
=
=
查AWG 导线规格表得，与此裸线截面积相近的AWG 线号为#12。
其参数如下：
2
3.332()xs A m m =，
531cm
μΩ
= s 2.05m m
Φ。
（7）趋肤效应
已知在70摄氏度时趋肤深度σ
2
=
=12.687m il=0.3222(m m )
σ
1.15p m m σ
Φ>、 2.05s m m σΦ>，需要取多股绞线。
四、输出滤波电感L 和电容C 的设计 （1）滤波电感L
定义电感纹波电流I ∆
(1)2
L L
o
t D T I rI V V L
L
-∆===
'
12
T T
=
取r=0.3。
则6I A ∆=， 当输入电压最大时，占空比有最小值m in 0.37D =。
所以
'
(1)48(10.37)16.672
42()6
o V D T
L H I
μμ--=
=
=∆
（2）滤波电容C
仿真时，若不考虑ESR ，定义输出电容纹波a c I 、1%o u V ∆=
6ac o I rI A I
===∆
又'
18
Q C U IT
∆=∆=
∆
'
3
61
13()u
8u
8
260100.0148
Q IT C F μ∆∆=
=
=
⨯
=∆∆⨯⨯⨯⨯
考虑ESR 的情况，根据
65=65=812.5esr
or
I C F
R V μ∆=
=
80or esr V R m I
=Ω
∆
式中，or esr V R I =∆是纹波电压总幅值，单位是V ，C 的单位是F μ。
输出电感可以选择铁粉芯环型磁芯，输出电容要选用ESR 小于80m Ω、容值1000F μ的电容。
42L H
μ=、C=1000F μ。
五、主开关管Q1、Q2、Q3、Q4的选择
开关管截止时，承受着电源的反向电压，最大反向电压为400V ，考虑到漏感以及开关管的寄生振荡，选择800V 耐压的mosfet ；开关管峰值电流由上文讲述可知，
=3.83pft I A 。
选择800V/5A 的mosfet 。
六、整流二极管D5、D6的设计与选择 整流二极管承受最大反向电压m ax D R V
m ax
m ax 4002
21336
in D R V V V
n
==⨯
=
最大峰值电流sp k I
s =(1)24()2
spk ft o r I I I A ≈+
=
考虑到二极管的反向恢复特性，以及漏感等情况，选择250V/40A 左右的快恢复二极管。
七、缓冲电路设计
由于整流二极管在关断时的反向恢复电流，有可能造成二极管击穿而损坏，因此需要加缓冲电路吸收。
本设计采用RC 缓冲器吸收。
假设变压器副边漏感leak l （实际可以通过实验得到），漏感能量leak W ，最大的振荡幅值为60V ，其能量都转移到C 中。
即
2
2
112
2
leak leak L W L I C U
=
=
在一个开关周期中C 的能量要释放掉，因此，通常取缓冲电路时间常数
11(
)35on
t τ= ，则
m in 125
D T R C
C τ
=
=
⨯
按经验取值此处C8=C9=470pF 的电容，R16=R17=150Ω的功率电阻。
八、控制电路设计
选择控制IC-UC3875，控制电路图如下，完整设计电路见附录图。
图2 控制电路图
（1）芯片供电电路
UC3875的工作电源有两个：Vin 和Vc 。
Vin 给芯片内部逻辑电路供电，与信号地GND 对应，正常工作时Vin 电压应当高于12V ；Vc 是输出级工作电源，与电源地PWRGND 对应，Vc 电压在3V 以上控制器就能正常工作，在12V 以上工作性能更好，一般就把Vin 和Vc 接到同一个15V 的直流电源上。
Vin 和Vc 应分别外接等效串联电阻和电感都很小的高频滤波电容到相应的工作地。
（2）振荡电路设计
UC3846的振荡频率由下式决定：
4()osc T T
f H Z R C =
设计开关频率60kH Z ，可以取=470T C pF ，=71T R kHZ 。
（3）死区时间设计
两组死区时间采用datasheet提供的方式进行设置，取R4=R5=6.8kHZ，C4=C5=0.01uF。
（4）隔离驱动
图中OUTA、OUTB、OUTC、OUTD分别是四个mosfet的驱动信号，但由于驱动能量不够和不共地的原因，需要将四个驱动信号进行放大隔离，。
图中采用的是推挽放大隔离的方式将驱动信号送至开关管。
TX1、TX2采用EE10铁氧体磁芯，原副边匝数取一样（一般取10T）。
得到的信号经驱动电阻送给开关管。
图3 驱动信号放大隔离
附录。