带隙基准

例：
rout 128 k 1 1281.07 0.2 1.07 21MΩ
Veff 2 I out 0.19V C ox W L
Vout 2 0.19 0.8 1.18V
改进的电流源
威尔逊电流源： 通过反馈使输出阻抗增加
改进的电流源
③ 利用增益提升技术：
带隙基准
概念：与温度无关的电压或电流基准电路 因为大多数参数（工艺参数）和温度有关。 因此，和温度无关，即和工艺无关。 思路：将两个具有正温度系数和负温度系数的量加权相加，
则，得到的量显示零温度系数。 负温度系数： PN结二极管的基极-发射极正向电压，具有负温度系数。 正温度系数： 不同电流密度下的二个PN结二极管的基极-发射极正向电 压之差，具有正温度系数。 带隙基准：实现上述二者的加权相加。
vo vS ro 2
考虑衬偏效应：
I in Rs1 I out Rs 2 Veff 1 Veff 2
rout ro 2 1 RS g m 2 g mb 2 g o 2 ro 2 1 RS g m 2 g mb 2
例： RS 5k g mb 0.2 g m
例：
W L 100 m / 1.6m， nCox 92 A / V 2， 8000 1.6 rout ro 2 128 k 0.1 If : Vout 0.5V I in 100 A,Vtn 0.8V , ro 8000 Lm /I D mA
输出阻抗增加： rout ro 4 1 RS g m 4 g mb 4
Rs ro 2
rout ro 4 1 ro 2 g m 4 g mb 4 ro 4 ro 2 g m 4
改进的电流源
相同的摆幅问题：
VG 3 VGS 1 VGS 3 2Veff 2Vtn VDS 2 VG 3 VGS 4 Veff Vtn Vout VDS 2 Veff 2Veff Vtn
Vout Veff 2 Veff 1 Veff nVeff n 1Veff n 1, Vout 2Veff
例如，取
显然，摆幅可以增加。
改进的电流源
注意M5的栅极偏置电压：
VG1 VG 4 VG 5 n 1Veff Vth
同时： VDS 4 Veff 4 nVeff
M5 on 导致电路脱离简并点。 M6 导通使X点的电压下降，最终 使M5关断。
1 W 分析关键点： 2 Cox L VDD I 6 Ra Rb Vth 6 I 6 6
使M5 off
得到 I 6 Vx VDD I 6 Ra Rb Vth 5
VDS 2 VS 4 VG 3 VGS 4 2Veff Vtn Veff Vtn Veff
Vout VDS 2 Veff 2Veff
改进的电流源
大摆幅电流源： 若M3和M2在饱和区，则
I in I out
Veff 3 Veff 2 2I 2 2I 2 Veff 2 nCox W L
2 I out 1 1 I out Rs nCox W L k
偏置电路
2 1 1 I out 1 nCox W L Rs 2 k
2
电流和电源无关，和电阻有关。 当沟道长度效应很小时，电流和电源的依赖性很小。
电路有另一个稳定点： I out 0 必须加启动电路。
具有正温度系数。
通过调节Q1、Q2面积改变电流密度
nIo Io Vbe VT ln VT ln VT ln mn I I s1 s2 Vbe k ln nm T q
带隙基准
III. 带隙基准 令： Vref 1Vbe 2VT ln n
带隙基准
I. 负温度系数
IC Vbe VT ln I S
I S bT
4 m
Eg exp kT
Vbe VT I C VT I S ln T T I S I S T
if
I C cons tan t
VDS 4 VG 3 Veff Vth Veff Veff Vth
Vth Veff 4 nVeff
是可以保证的
上述偏置使M2和M3处在饱和与线性区的边缘
若： I bias I in , 则，M5栅极电压足够使M3和M2处在饱和与区 若： I bias I in , I Veff 1 0,Vth 4 VDS 3 Veff Rout
Rout g m1ro1ro 2 1 A
例：
mirror A (Sackinger 1990)
rout g m1 g m3 rds1rds 2 rds3 2
VDS 2 VDS 5 Veff 3 Vtn
改进的电流源
mirror B (Martin 1994)
VG 3 2Veff Vtn
电路在上电时，启动电路驱动偏置电路摆脱“简并”偏置 点 如图：M3-M5-M2-Rs提供了一条电源
到地的通路，使M2和M3工作。
M2和M3导通后， Vgs5 Vth
M5被关断，不影响偏置电路的正常工作
偏置电路
例：分析启动电路
上电时，M5、M6 off
Vx V y 0(t 0) Vx , V y V y ,Vx Vth , M 6 M 5 on
g m 2 2Cox W L I out 1.07 mA / V 1 rout 128 k 1 51.07 0.2 1.07 955 k 128
Vout Vdsat I out Rs
改进的电流源
② 共源共栅电流镜
Vgs3 Vgs1 Vgs 4 Vgs 2
方法：提高输出阻抗。 I out
V 0.5 3.9A rout 128 k
改进的电流源
① 带源极电阻的电流镜
vS io RS
v gs v S
io g m 2Vgs
rout
vo ro 2 1 RS g m 2 g o 2 ro 2 1 RS g m 2 io
带隙基准
II. 正温度系数 Q1、Q2相同：
Vbe Vbe1 Vbe2 nIo Io kT VT ln VT ln VT I I q s1 s2 VT ln n
Vbe k ln n T q
I s1 I s 2 , Ae1 Ae 2
取：
I bias I in
1 W W L 5 n 12 L
2
2 I 5 n 1 Veff 5 n 1Veff nCox W L
近似地：
W W 1 W Veff 4 Veff 1 Veff 5 Veff 2 nVeff 2 L 4 L 1 n L
带隙基准
• 改进的电流源 • 与电源无关的偏置 • 带隙基准
– 正温度系数 – 负温度系数
• PTAT电流源的产生 • 实例分析
改进的电流源
问题的提出： 对简单的电流镜电路，考虑沟道长度调制效应后，引入了电 流的复制误差。误差由有限的输出阻抗决定。
I out W2 L2 1 VDS 2 I in W1 L1 1 V DS 1
Iref和VDD无关。 如图，采用威尔逊电流源 电流满足： kIref I out
电流是任意的，必须加入约束
Vgs1 Vgs2 I 2 Rs
2 I out 2 I out Vth1 Vth 2 I out Rs nCox W L nCox k W L
Vth1 Vth 2 0
R2 可选择，n 31 4 R3
设计时，必须考虑PNP晶体管的匹配性，例如，选择n=8
带隙基准
① Ic随温度的变化（在具体电路中，可求Ic的表达式）
I C1 I C 2 Vbe VT ln n R3 R3
2 I1 2I 2
令： Vgs3 Vgs 4 Vth 3
3
Vth 4
4
因为衬偏效应相同， I1 I 2 3 4 则：Vgs1 Vgs 2 I1 I 2 1 2 设计： W
L 3 W W W L 4 L 1 L 2
当
VT I C VT E g ln 4 m 2 VT m 3 / 2 T IS T kT Vbe 4 m VT E g / q T V be 1.5mV / K Vbe 750 mV T 300 K T
在复杂的电路中，可能有多个简并点，需要仔细分析。
偏置电路
和大摆幅电流镜结合，可以有效减小由于有限输出阻抗引起 的误差，同时不影响信号的摆幅。提供共源共栅电路的偏置
偏置电路
Q1~Q4 是共源共栅NMOS电流镜，Q5提供二极管偏置。 Q6~Q9 是共源共栅PMOS电流镜，Q14提供二极管偏置。 Q5的电流由共源共栅偏置回路Q10、Q11提供，同样， Q14的电流由共源共栅偏置回路Q12、Q13提供。 启动电路 Q15-Q18： bias loop off , Ii = 0, Q17 off, Q18 on VG5=VG6 , Q15, Q16 ON Q6~Q9 ON→Q10-Q11 ON→Q5 ON →Q1-Q4 ON When bias loop on , Q17 ON VG5=VG6 , Q15, Q16 OFF 电路中的回路：偏置正反馈回路、启动回 Vy R1 R2