全桥移相软开关(好)
ZVZCS移相全桥软开关工作原理
ZVZCS移相全桥软开关工作原理整个系统由控制电路、功率电路和传感器等组成。
控制电路负责监测输入和输出电压，根据设定的电压值及输入电流来调整开关的工作状态。
功率电路则负责将输入的交流电源通过变换装置转换为需要的输出电压。
在正常工作状态下，当控制电路接收到输入电压的反馈信号，它会产生一个控制信号，用于控制开关器件的状态。
这些开关器件通常采用汽车电源模块（IGBTS）或金属氧化物半导体场效应管（MOSFETS）等。
在移相全桥逆变器中，开关器件通常以两种状态工作：导通和截止。
在导通状态下，开关器件允许交流电流通过，从而使逆变器的输出与输入电源同相。
在截止状态下，开关器件将输出与输入电源分离，并阻断电流流动。
在移相全桥软开关的工作过程中，通过调整控制信号的相位和幅值，使得逆变器的输出电压能够达到所需的目标。
在每个周期的不同时间点，开关器件都会在导通和截止状态之间进行切换，从而实现输入电压的调节和变换。
1.相位调整：通过改变控制信号的相位来控制开关器件的工作状态。
当输入和输出电压相位相同时，开关器件处于导通状态；当输入和输出电压相位相反时，开关器件处于截止状态。
通过相位调整，可以实现输入电压的调节和变换。
2.软开关控制：在开关器件的导通和截止状态转换过程中，通过合理设计控制信号的波形和幅值，使得开关器件在导通和截止状态之间平滑切换，从而减少开关过程中的损耗和干扰。
3.双向开关：移相全桥逆变器中的开关器件是双向的，既可以流通正向电流，也可以流通反向电流。
这种双向开关的特性使得逆变器可以实现输入电压的变换，同时也可以回馈电压到电源端。
总体而言，ZVZCS移相全桥软开关通过控制开关器件的导通和截止状态，以及调整开关器件的相位和幅值，实现输入电压的调节和变换。
它具有高效率、快速响应、可靠性高等优点，可广泛应用于交流电源的电压调节和变换等领域。
全桥移相开关电源原理
全桥移相开关电源原理一、引言全桥移相开关电源是一种常用的电源转换电路，广泛应用于各类电子设备中。
本文将深入探讨全桥移相开关电源的原理，包括其基本结构和工作原理，并对其优缺点进行分析。
二、全桥移相开关电源的基本结构全桥移相开关电源由四个开关管和一个变压器组成。
其中，变压器是核心部件，用于将输入电压转换为所需的输出电压。
四个开关管用来控制输入电压的导通和断开，实现对输出的调节。
三、全桥移相开关电源的工作原理1.工作原理概述全桥移相开关电源工作原理主要包括以下几个步骤： - 步骤1：输入电压通过变压器经过变压转换，得到所需的输出电压。
- 步骤2：四个开关管按照一定的规律进行开关动作，控制电压的导通和断开。
- 步骤3：通过控制开关管的开关时间，实现输出电压的调节。
2.步骤详解步骤1：输入电压转换输入电压经过变压器的变压转换，得到所需的输出电压。
变压器中的绕组通过磁场耦合，实现电压的传递和转换。
步骤2：开关管控制四个开关管按照一定的规律进行开关动作，实现对输入电压的导通和断开。
具体的开关管控制方式有多种，包括单稳态控制、正弦控制和方波控制等。
步骤3：输出电压调节通过控制开关管的开关时间，可以实现对输出电压的调节。
通常情况下，开关管的开关时间越短，输出电压越小；开关时间越长，输出电压越大。
四、全桥移相开关电源的优缺点1.优点•高效率：全桥移相开关电源具有较高的能量转换效率，能够充分利用输入电能，减少能量的损耗；•输出稳定：通过控制开关管的开关时间，可以实现对输出电压的精确调节，保持输出电压的稳定性；•体积小：全桥移相开关电源采用高频开关技术，可以大大减小变压器的体积，适用于体积要求较小的场合。
2.缺点•噪声干扰：由于开关管的开关动作产生的高频电磁干扰，可能对周围的其他电子设备产生干扰；•复杂控制：全桥移相开关电源的控制较为复杂，需要对开关管进行精确控制，对控制电路的设计和调试要求较高。
五、总结全桥移相开关电源是一种常用的电源转换电路，具有高效率、输出稳定和体积小的优点，但也存在噪声干扰和复杂控制的缺点。
电镀用移相全桥软开关的电路讲解
电镀用移相全桥软开关的电路讲解
由于行业的特殊性，用于电镀的电源较普通电源有着明显不同，电镀电源需要较高的电流输出，而对输出电压则要求较低。
电镀电源的电流要求在几千瓦到几十千瓦不等，这种比较大功率的电镀电源大多采用晶闸管相控整流方式。
此篇文章将为大家介绍一种电镀用开关电源，其输出电压从0~12V、电流从0~5000A 连续可调，满载输出功率为60kW。
采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好的散热结构。
主电路拓扑结构
考虑到对大电流输出的需要，在主电路的高频逆变部分，本设计选用了IGBT作为功率开关器件的全桥拓扑结构。
整个主电路如图1 所示，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI 滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC 滤波器等。
为了防止偏磁，电路中包含了隔直电容Cb，用它来对变压器的伏秒值进行平衡。
考虑到效率的问题，谐振电感LS 只利用了变压器本身的漏感。
因为如果该电感太大，将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。
另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。
图1 主电路原理图
零电压软开关
高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode 公司生产的UC3875N。
超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开。
第六章 软开关技术(移相全桥ZVS软开关电路分析)
td (lead ) 2CleadVin / I1
在这段时间里，原边电流等于折算到 原边的滤波电 ) / K
4.开关模态3 在 t2 时刻，关断 Q4，原边电流 i p 转 移到 C2和 C4中，一方面抽走 C2上的 电荷，另一方面又给 C4充电。 由于C2 和C4 的存在，Q4的电压是从零 慢慢上升的，因此 Q4是零电压关 断。这段时间里谐振电感 Lr 和C2 及 C4在谐振工作。原边电流 i p 和 C4 的电压分别为： 电容C2 ，
2.开关模态1 在 t 0 时刻关断Q 1，原边电流 i p 从 Q 1中转移到到 C3和 C1 支路中，给
C1充电，同时 C3被放电。 电容 C1 的电压从零开始线性上升
电容 C3 的电压从 Vin开始线性下降 Q 1是零电压关断。
i p (t ) I p (t0 ) I1
vC1 (t )
到 t4 时刻，原边电流从 I p (t3 )下降到 零，二极管 D2和 D3自然关断。 持续时间为： t L I (t ) / V
34 r P 3
Vin i p (t ) I p (t3 ) (t t3 ) Lr
in
6. 开关模态5 在 t 4 时刻，原边电流流经 Q2和 Q3。 由于原边电流仍不足以提供负载 电流，负载电流仍由两个整流管 提供回路，因此原边绕组电压仍 然为零，加在谐振电感两端电压 是电源电压Vin ，原边电流反向线 性增加。
到 t5 时刻，原边电流达到折算到原 I Lf (t5 ) / K 值，该开 边的负载电流 关模态结束。 持续时间为： L I (t ) / K
Vin i p (t ) (t t4 ) Lr
t45
软开关全桥移相控制PWM变换器32页PPT
软开关全桥移相控制PWM变换器
6
、
露
凝
无
游
氛
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天
高
风
景
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。
7、翩翩新 来燕，双双入我庐 ，先巢故尚在，相 将还旧居。
8
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吁
嗟
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后
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，
于
我
若
浮
烟
。
9、 陶渊 明（ 约 365年 —427年 ），字 元亮， （又 一说名 潜，字 渊明 ）号ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ 柳先生 ，私 谥“靖 节”， 东晋 末期南 朝宋初 期诗 人、文 学家、 辞赋 家、散
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倚
南
窗
以
寄
傲
，
审
容
膝
之
易
安
。
谢谢你的阅读
❖ 知识就是财富 ❖ 丰富你的人生
71、既然我已经踏上这条道路，那么，任何东西都不应妨碍我沿着这条路走下去。——康德 72、家庭成为快乐的种子在外也不致成为障碍物但在旅行之际却是夜间的伴侣。——西塞罗 73、坚持意志伟大的事业需要始终不渝的精神。——伏尔泰 74、路漫漫其修道远，吾将上下而求索。——屈原 75、内外相应，言行相称。——韩非
ZVS全桥移相软开关电源
第18卷第4期2008年7月黑龙江科技学院学报Journa l o fH e ilongjiang I nstitute o f Science&TechnologyV o.l18N o.4Ju l y2008文章编号:1671-0118(2008)04-0302-04Z VS全桥移相软开关电源李春华,胡红林,王艳超(黑龙江科技学院电气与信息工程学院,哈尔滨150027)摘要:为了克服硬开关电源尖峰干扰大、可靠性差、效率低的缺点,分析了全桥移相软开关电路超前臂和滞后臂的不同工作状态,讨论了全桥移相软开关电路的占空比丢失现象,对软开关谐振器超前臂、滞后臂的并联电容和串联电感参数进行选取。
通过试制4k W全桥移相ZVS软开关电源,获得了变压器前端电压和电流波形。
结果表明:开关管实现了零电压变换,验证了谐振电感和谐振电容参数选取的正确性。
关键词:全桥移相;软开关;谐振中图分类号:TM46文献标识码:AFul-l bri dge phase-shifting ZVS power sourceLI Chunhua,HU H ong lin,WANG Yanchao(Co llege of E l ectr i cal and Infor mati on Eng i neeri ng,He ilong ji ang Institute of Science&T echno l ogy,H arbi n150027,China)Abst ract:D irected a t overco m ing the hard-sw itch i n g po w er supply.s shortco m ings,such as grea t peak i n terference,poor re liability,and l o w efficiency,this paper analyses the different states about the leadi n g ar m and t h e lagg i n g ar m o f t h e fu l-l bri d ge phase-sh ifting sof-t s w itching c ircu it and d i s cusses the duty factor l o ss of f u l-l bri d ge phase-sh ifting so f-t s w itch i n g c ircu i.t The paper a lso g ives the choice of the para m eter of the parallel capacitance and series i n ductance in t h e sof-t sw itch i n g resonator.s lead i n g ar m and lagg i n g ar m.The developm ent o f4k W Z VS fu l-l bri d ge phase-sh ift so f-t sw itch i n g po w er supp li e s m akes possi b le the w ave for m s of t h e front voltage and curren t co m ing fro m the transfor m ers.The results sho w that the s w itch i n g tube g i v es the possibility of zero-vo ltage transfor m ati o n,wh ich proves the co rrect cho ice of t h e para m e ters o f the i n ductor and resonant capacito r in the resonator.K ey w ords:f u l-l bri d ge phase-sh ifting;so f-t s w itching;resonance收稿日期:2008-05-26作者简介:李春华(1959-),女,黑龙江省尚志人,教授,硕士,研究方向:自动控制及智能控制,E-m ai:l lch-ysx@f126.co m。
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。
如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。
主电路分析这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。
采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。
电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。
图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图其基本工作原理如下：当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。
通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。
由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。
当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。
电流模式控制移相全桥零电压软开关(ZVS)DC-DC功率变换器
引言随着计算机与通信技术的飞速发展，作为配套设备的开关电源也获得了长足进步，并随着新器件、新理论、新电磁材料和变换技术以及各种辅助设计分析软件的不断问世，开关电源的性能不断提高。
本文介绍一种新型的高频DC/DC开关变换器，并成功地应用在军用充电机上。
DC/DC变换器主电路改进型移相全桥ZVS DC/DC变换器主电路结构和各点波形对照如图1、图2所示。
由于电路工作状态在一个周期内可以分为两个完全一样的过程，所以以下仅仅分析半个周期的情况，而这半个周期又可分为以下三种开关模态。
● 开关模态1，t0<t<t1，其中t1=DT s/2此时Q1和Q4同时导通，变压器副边电感L1和整流管D S2导通，原边能量向负载端传递。
此模态的等效电路见图3。
其中，a为变压器变比，V in是直流母线电压，I1和I2分别是电感L1和L2电流(L1=L2=LS)，此时有等式（1）成立。
(1)(2)I p(t)=aI1(t)(3)当Q4关断时该模态过程结束。
● 开关模态2，t1<t<t2，其中t2≤T s/2在t1时刻关断Q4，此时副边电感L1中储存的能量给Q4电容(或并联电容)充电，同时将Q3两端电容电荷放掉。
为了实现软开关，Q4关断和Q3开通之间至少要存在一死区时间Δt1，使得在Q3开通前D3首先导通，且有下式成立。
I p1Δt1=2C eff V in(4)其中C eff是开关管漏源两端等效电容，I P1为t1时刻变压器原边流过电流。
当D3导通后，变压器副边两个二极管D S1和D S2同时导通，电路工作在续流状态。
此时等效电路如图4所示。
此时有如下电路方程成立。
(5)(6)(7)(8)r t=r mosfet+r xfmr (9)其中D为脉冲占空比，f S为电路工作频率，L’ik为主边变压器漏感(或与外接电感的串联值)，rt是变压器原边等效电阻，τ是原边等效电流衰减时间常数，Vfp是反并联二极管导通压降。
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全桥移相软开关变换器结构分析
作者：周志敏 上传时间：2004-12-9 8:45:13
摘要摘要：： 文中分析了全桥移相控制ZVS 和ZVZCS 变换器存在的不足，针对全桥ZVZCS 软开关方案存在的问题，介绍了PS －FB －ZVZCS-PWM 电路。
Abstract ： In this paper analyze PS －FB －ZVS-PWM and PS －FB －ZVZCS-PWM convertor exist issue ，be dead against issue ，introduce no-symmetry PS －FB －ZVZCS-PWM circuit 。
1 引言
在DC/DC 变换器中，则以全桥移相控制软开关PWM 变换器的研究十分活跃，它是直流电源实现高频化的理想拓扑之一，尤其是在中、大功率的应用场合。
移相控制方式是全桥变换器特有的一种控制方式，它是指保持每个开关管的导通时间不变，同一桥臂两只管子相位相差1800。
对全桥变换器来说，只有对角线上两只开关管同时导通时变换器才输出功率，所以可通过调节对角线上的两只开关管导通重合角的宽度来实现稳压控制。
如果我们定义此导通重合角的脉宽为输出脉宽的话，实际上就成为ＰＷＭ控制方式。
因此，人们也称此类变换器为移相全桥PWM （PS －FB －PWM ）变换器。
通常定义首先开通的两只开关管为超前桥臂，后开通的两只开关管为滞后桥臂。
2 移相调宽零压变换器
1.移相调宽变换器的基本工作原理
移相调宽桥式变换器的主电路如图1所示。
图中S1、S2、S3、S4表示器件内部的开关管，VDs1、VDs2、VDs3、VDs4表示器件内部的反并联二极管，Cs1、Cs2、Cs3、Cs 4表示器件的输出电容与外接电容的总和，CP 表示变压器T 的各种杂散电容之和。
Lr 是为改善换流条件而接入的，称为换流电感。
与传统的PWM 桥式电路相比，除增加了Lr 及V D1、VD2之外，电路拓扑并无太大差别。
其区别在于控制方式不同。
传统的PWM 控制方式是对角线上的两个开关管同时通/断，其驱动及输出波形如图2（a ）所示，图中Ug1、U g2、Ug3、Ug4分别表示4只开关管的驱动信号。
当桥路开通(S1、S4或S2、S3同时开通)时，能量由电源传向负载；当桥路关断（所有器件均不开通）时，变压器T 原边电流为零，负载电流由变压器T 副边整流二极管续流，副边两绕组内电流大小相等而方向相反，使主变压器保持磁平衡。
一个开关周期可分为四个区间，即两个能量传输期，两个间歇期。
如果把Ug1、Ug2的前沿向前展宽，使其宽度接近Ts/2，把Ug3、Ug4的后沿向后展宽，使其宽度接近Ts/2，就得到如图2（b）所示的驱动信号。
由图3可知，左边桥臂的驱动信号比右边桥臂的驱动信号超前，即Ug1比Ug4超前，Ug2比Ug3超前，故称左桥臂为超前桥臂，右桥臂为滞后桥臂。
这样安排的驱动信号也把一个开关周期划分为四个区间，对角线上的两个开关管同时开通的两个区间，即S1、S4（或S2、S3）同时开通，在这两个区间内，能量由电源传向负载，我们称之为有源期。
与电源的同一条母线相联结的两个器件同时开通的两个区间，即VDs1、S3（或VDs2、S4）同时开通，在这两个区间内，变压器原边电流经Lr而形成惯性环流，无外界能量输入，称之为无源期。
就桥臂中点C、B之间的电压而言，传统PWM与移相PWM方式并无明显差异。
也就是说，两种控制方式下，能量传输期的工作状况并无明显差异。
而移相PWM方式下的无
移相全桥软开关变换器具有全桥变换器的优点，即功率开关器件电压、电流额定值小，功率变压器利用率高；而且，它充分利用电路中的寄生参数（漏感、寄生电容等），实现了功率管的软开关；开关损耗小，可实现高频化；控制方法简单（脉宽恒定，只控制移相）。
但是，为这些优点付出的代价是：PS－FB－PWM软开关变换器存在着占空比的丢失现象。
为了实现滞后桥臂的软开关，变压器原边回路中必须存在一定的电感量（变压器漏感或串联电感），此电感串联在功率传输回路中，势必造成一定的损耗，其上的压降即为占空比的丢失。
同时，滞后桥臂实现软开关的范围也因此受到限制。
PS－FB－ZVZCS－PWM变换器中为实现滞后桥臂ZCS而在原边串联了饱和电感而非线性电感的原因就是为了减小占空比的丢失。
4不对称全桥相移式零压零流变换器
但是经过仔细分析这几种方案，还是有如下不足之处：这几种方案都是在变压器的原边采取措施实现ZVZCS软开关，为了使原边电流复位，它们都付出了使原边损耗加大的代价。
饱和电感是有损耗器件，且在开关频率较高时，损耗会加大，对饱和电感磁芯材料的要求也很高，不易产品化。
滞后臂的开关管串联二极管会增加功率传输时的损耗，二极管的发热量不小，需要散热器固定。
利用IGBT的反向雪崩击穿电压使原边电流复位则是使变压器原边漏感能量消耗在IGBT上，且受IGBT反向雪崩击穿能量的限制，影响IGBT的可靠运用。
这几种方案由于在副边都没有采取措施，则为了防止在副边整流管换流时，变压器漏感与整流管寄生电容的强烈振荡和由于二极管反向恢复电流引起的整流管电压应力过高，势必要在整流管上加RC吸收，以降低反向尖峰电压，此时RC吸收电路会带来损耗，且反向尖峰电压的抑制作用达不到最佳效果，同时易引起较大的开关噪音。
在选择整流管的耐压定额时，要考虑此反向尖峰电压的影响。
针对全桥ZVZCS软开关方案的问题，提出的不对称全桥相移式零压零流（PS-ZVZCS -PWM）软开关电路，与前述几种方案相比有如下优势：
（1）主变压器原边电路无有损器件，原边损耗降至最低，整个电路也无外加有损吸收器件，大大提高整机的变换效率。
（2）由于在变压器副边采取了有源钳位的措施，RC吸收电路可以取消，降低损耗，且二极管反向尖峰电压的抑制效果最佳，在选择整流管的耐压定额时，可以取低一级耐压的二极管，利于进一步提高效率和可靠性，同时由整流管寄生参数引起的振荡也大大减弱。
（3）在使原边电流复位的时间上，此方案与前述几种方案相比，时间是最短的，而且此方案基本不存在副边占空度的丢失问题，在最大占空度的利用率上，此方案最佳。
在防止全桥主变压器的直流磁偏的问题上，采用最简单可靠的方法，在原边串联隔直电容，同时提出不对称全桥的概念，成功地阻止了原边电流复位以后，由于隔直电容的加入而使原边电流继续反向流动的趋势，使原边电流回零以后能保持住。
不对称全桥相移式零压零流软开关电路方案主电路原理简图如图4，
从主电路的拓扑形式上，可以看出是不对称的。
四只主功率管的基本控制方式是移相控制，超前臂为S1，S3，反并二极管和外接吸收电容，滞后臂为S2，S4，无反并二极管和吸收电容。
辅管SC的控制时序是以超前臂S1，S3控制脉冲的上升沿触发一单稳高电平信号，控制辅管的开通时间。
因而辅管的开关频率是原边主管的两倍。
本电路的目的是实现超前臂S1，S3零电压开关，滞后臂S2，S4零电流开关，降低主管的开关损耗，为提高整机的工作频率，同时实现全负载范围内的高变换效率准备条件。
工作过程简述如下。
当S1，S4开通时，原边能量向副边传输。
S1关断后，原边电流转向C1，C2，C1充电，C2放电，此时S1上的关断电压是缓慢上升的，属零电压关断。
直至下管S3的反并二极管导通。
此时开通下管S3，属零点压开通。
S3开通脉冲的上升沿同时触发一高电平开通辅管SC，此时，副边钳位电容的电压加在副边上成为激励，原边会感应出较高的电压，此电压的作用是使原边电流迅速复位，为滞后臂S2，S4零电流开关准备条件。
原边电流回零以后，辅管SC才关断。
辅管一旦关闭，副边相当于短路，原边电压相应也为零，此时隔直电容C3上的电压会反加在滞后臂S4管上，设计时，只要遵循限制隔直电容上脉动电压幅值的原则，合理地运用IGBT的倒置特性，就能成功地防止变压器原边电流的逆向流动，并且保证IGBT不发生反向雪崩击穿。
此后，滞后臂S4零电流关断。
由于原边漏感的存在，滞后臂S2的开通也为零电流开通。
原边电流反向，进入下半个周期的循环，此时副边整流管也正在完成换向，由于钳位电容CC的存在，整流管的反向尖峰电压能够很好地抑制。
本电路方案的副边整流方式不仅适于全波整流，同样也适于全桥整流方式，基本工作原理保持不变。