基于移相全桥软开关技术的应用

基于移相全桥软开关技术的应用1.引言随着科技的发展，电力电子设备不断更新，电源称为了现代工业、国防和科学研究中不可缺少的电气设备。

为了触发、驱动开关变换器的功率开关管，研制适应越来越高性能要求的开关电源，近年来出现了PWM（脉宽调制）型变换器。

PWM技术应用广泛，构成的变换器结构简单，它对常用的线性调节电源提出挑战，在减小体积的同时获取更大的功率密度和更高的系统效率[1,2]。

为了拓展开关电源的应用场合，电源工作频率逐渐提高，高频化成为其重要发展方向，同时也是减小开关电源尺寸的最有效手段。

然而高频PWM变换器在传统硬开关方式工作下，功率管损耗较为严重，系统效率不高，随着开关频率的逐步提高，损耗相继增大[3,4]。

为此，必须采取措施以提高高频开关变换器的效率，人们研究了软开关技术，除了减小开关损耗外，软开关技术应用还大大降低了开关噪声、减小了电磁干扰。

2.软开关技术概况及发展目前广泛应用的DC-DC PWM功率变换技术是一种硬开关技术。

所谓“硬开关”是指功率开关管的开通或者关断是在器件上的电压或者电流不等于零的状态下进行的，即强迫器件在其电压不为零时开通，或电流不为零时关断。

调高开关频率是开关变换技术的重要的发展方向之一。

其原因是高频化可以使开关变换器的体积、重量大为减小，从而提高变换器的功率密度。

为了使开关电源能够在高频下高效率的运行，高频软开关技术不断的发展，所谓“软开关”指的零电压开关（Zero V oltage Switching, ZVS）或零电流开关（Zero Current Switching, ZCS）[5]。

它是应用谐振原理，使开关变换器的开关器件中电流（或电压）按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，使器件关断；或者电压为零时，使器件开通，实现开关损耗为零。

再加入一些说明3.移相全桥DC-DC技术传统的全桥（full-bridge简称FB）PWM变换器适用于输出低电压、大功率的情况，以及电源电压和负载变流变换大的场合。

其特点是开关频率固定，便于控制[6,7]。

为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开关频率提高到更高频率上（1MHz级水平）。

为了避免开关工程中的损耗随频率增加而急剧上升，人们在移相控制（phase-shifting-control PSC）技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏感作为谐振元件，使FB PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现横频率软开关，称为PSC FB ZVS-PWM（简称FB ZVS-PWM）变换器[8]。

由于减少了开关过程中的损耗，可以保证变换器效率达到80%-90%，并且不会发生开关应力过大的问题。

现在FB ZVS-PWM开关变换器已经广泛应用于通信和电源等系统中。

再加入一段话4.DC-DC变换器的设计本文应用移相全桥的拓扑结构如图1所示：V Dr1图 1主电路拓扑结构本文采用变换器在变压器原边串联一个阻断电容，在变压器原边电压等于零时，不仅仅依靠导通管的管压降，而主要是阻断电容上的压降使变压器原边电流快速下降。

这样，变压器的漏感不需控制得非常小，可采取常规的措施来设计，制造变压器。

变换器采用移相控制方式，每个桥臂的两个开关管180。

互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压，Q A 和Q B 的驱动信号分别超前于Q C 和Q D 一个相位，那么可定义Q A 和Q B 组成超前桥臂，Q C 和Q D 组成滞后桥臂。

其工作模式分析如下：0~t 1时刻，Q A 和Q D 导通。

原边电流i p 流经Q A ，阻断电容C ，变压器缘边绕组及Q D 。

整流二极管Dr1导通，Dr2截止，原边给副边供电。

t 1~t 2时刻，Q A 截止，原边电流i p 下降。

在这段时间里存储在原边中的能量给Q A 的结电容充电给Q B 结电容放电。

由于有Q A 和Q D 的结电容的作用，Q A 是零点压关断，i p 给电容C 充电，在t 2时刻Q B 结电容电压下降到零。

t 2~t 3时刻，开通Q B ，虽然Q B 开通，但是原边电流i p 是通过Q B 体二极管流通，阻断电容C 的电压加在变压器原边绕组和漏感上，i p 继续下降，同时副边电流也下降。

这就导致副边电流将会反射到原边。

t 3~t 4时刻，Q D 和Q B 的体二极管继续导通，阻断电容继续上升。

t 4~t 5时刻，关断Q D ，存储在原边漏感给Q D 结电容充电，给Q C 结电容放电，由于结电容的存在，是零点电压关断Q D 。

Q C 结电容电压下降为零，这时开通是零电压开通。

t 5~t 6时刻，开通Q C 。

期间原边电流逐渐下降到零，阻断电容电压上升到最大。

t 6~t 7时刻，Q C 和Q B 导通，原边电流流经原边电流i p 流经Q C ，阻断电容C ，变压器缘边绕组及Q B 。

到t 7时刻，之后变换器开始另一半周期，器工作情况类似于上述周期。

4.1. 技术指标采用前面介绍的ZVS PWM 全桥变换器拓扑，完成主电路参数的计算，其主要的技术指标为： 输入电压：三相115Vac/400Hz （108～118Vac ）； 输出电压：22～29Vdc ； 输出电流：额定44A ±5%； 输出功率：1.5kW max 。

4.2. 输入整流滤波电路由于本研究的重点是主电路参数的计算，在整流滤波电路中借鉴已有的成熟拓扑电路，采用不可控整流及无源滤波电路，其拓扑结构所如图 2示L5图 2 整流滤波电路拓扑结构有关滤波电感电容的结算，将会会在后续的工作中给出具体的计算方法和结果。

经过整流的输出电压为270V 。

4.3. 主变压器设计4.3.1. 开关频率工作频率对变换器的体积和特征影响很大.工作频率高时，变压器，输出滤波电感和输出滤波电容可小型化，变换器相应速度快。

但功率元器件的耗损大。

本电路由于实现了开关管的零电压开关，可大大提高开关频率，同时考虑到本磁控溅射靶极电源存在的起弧和灭弧机理，所以必须大幅度提高开关频率。

但是实际上由于开关管不可避免地存在关断损耗，因此，开关时不可能是绝对的零损耗开关。

同时，考虑到变压器磁心的铁损，本电路取开关频率为kHz f s 100=。

4.3.2. 磁芯选择考虑到频率kHz f s 100=的情况下，为了最大限度的利用磁芯，对于较大功率运行条件和高温工作范围下，应具有以下最主要的磁特性：（1）高的饱和磁通密度或高的振幅磁导率。

这样变压器磁芯在规定频率下允许有一个大的磁通偏移，其结果可减少匝数；这也有利于铁氧体的高频应用，因为截止频率正比于饱和磁通密度。

（2）在工作频率范围有低的磁芯总损耗。

在给定温升条件下，低的磁芯损耗将允许有高的通过功率。

（3）高的居里点，高的电阻率，良好的机械强度等。

根据法拉第电磁感应定律：p m p on in A B N T V =max min （4.1）即p m p sin A B N f D V =2maxmin （4.2）得到mp s in p B N f D V A 2maxmin =（4.3）式中：p A —磁芯截面积（2m ）； min in V —最小输入电压（V ）； max D —最大占空比；s f —开关频率（Hz ）； p N —原边绕组匝数；m B —磁芯磁通密度（T ）； 选型时考虑最极端工作情况，取1max =D ，可得：mp s in p B N f V A 2min=窗口系数为：Ws p p Wss p p W A n S S N A S N S N K )(+=+=（4.4）式中p S —变压器原边截面积（2m ）； s S —变压器副边截面积（2m ）； 按照电流临界连续的情况估算变压器原边绕组线圈截面积和副边绕组线圈截面积分别为：pin o av p p pprms p J V nP I J J I S min max max max32321η===- （4.5） sin o av s s s srms s J V nP I J J I S min max max max 32321η===- （4.6） 式中max prms I —原边最大有效值（A ）； max av p I -—原边最大电流均流值（A ）； max srms I —副边最大有效值（A ）； max av s I -—副边最大电流均流值（A ）； max o P —最大功率（W ）； η—效率；p J —原边电流密度（2/m A ）； s J —副边电流密度（2/m A ）。

有此可得磁芯窗口面积：)11(32)(min max sp W in o p Wsp p W J J K V P N K n S S N A +=+=η （4.7）由以上公式可得磁芯截面积和窗口截面积的乘积为：JK B f P A A W m s o W p η3max =（4.8）在计算的时候可以选取J J J s p ==，取最小的电流密度，同时还要预留出大约20%的余量，经过计算可以得，R2KB1材质的PEE43B 铁氧体磁芯。

4.3.3. 原副边匝数比为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比尽可能的大一些。

为了在任意输入电压时能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压选择。

选择副边的最大占空为0.8。

根据伏秒平衡原则，匝数比满足下式：)1()()2(max max max max minD V V V D V V V nV o Line dson o Lins dson in -⋅++=⋅--- （4.9） )(2max maxmin o Line dson in sp V V V D V N N n ++==（4.10）式中：min in V —最小输入电压（V ）； dson V —开关管导通压降（V ）； Line V —线上压降（V ）； max D —最大占空比；max o V —输出最大电压（V ）。

取V V in 25035.13108min ≈⨯⨯≈，取开关管压降和线上压降V V V Line dson 5.0=+，取V V o 30max =，经过计算可求得：28.3≈n ，取3≈n 。

验算最大占空比：73.0)(2minmax max ≈++=in o Line dson V V V V n D根据法拉第电磁感应定律，可得原边匝数为：1.20102272.010100273.0250263max min ≈⨯⨯⨯⨯⨯⨯==-p m s in p A B f D V N取24=p N ，则副边匝数：8==n N N p s4.3.4. 线规计算计算电流是忽略换流过程，输出最大电流为：A I o 2.4605.144max =⨯=取输出纹波电流为：A I I om as L 24.92.0=⨯=∆原边电感量为：mH N A L p L p 4.310246322≈⨯⨯==-（AL 代表什么）式中L A —为电感量系数（2/N nH ）原边励磁电流为：A f L D V I sp in PMAG 27.02maxmin ≈=∆原边峰值电流为：A I nI I I PMAG L opp 1.1021)2(≈∆+∆+=η原边谷值电流为：A nI I I L opl 3.821)2(≈∆-=η原边有效电流为：A I I I I I pl pp pl pp prms 2.9)]3)([(2≈-+⨯=根据比变压器的散热条件和绕制方法，取电流密度2/10mm A J =。